Precision Hub 模拟精密技术杂谈

有关I2C隔离器的六大设计问题

TI 博客管理员 — Mon, 20 May 2019 04:37:00 GMT

作者：德州仪器Anthony Viviano

我们整理了一些关于隔离I²C设计的FAQ，供您参考。这些见解是根据德州仪器在线支持社区中有关I²C隔离器的常见问题而提供的。希望这些信息能够帮助工程师在设计过程中解决信号和电源隔离的问题。

1.什么情况下需要隔离I²C？

隔离可防止系统两个部分之间的直流电和异常的交流电，但仍然支持两个部分之间的信号和电源传输。隔离通常能够阻止电气组件或人员遭受危险电压和电流浪涌的伤害；用于保护人员的隔离称为增强型隔离。I²C已成为许多系统中流行的全球标准；因此，隔离I²C已经扩散到大多数高压市场。

常见的隔离I²C应用包括：

网络和服务器电源中的微控制器（MCU）到MCU通信。
汽车电池管理系统和医疗系统中MCU到模数转换器通信。
以太网供电系统中的MCU到供电设备控制器通信。
MCU与电流/电源监控系统的通信。

2.是否可以在数字隔离器上连接两个单向信道，以实现I²C通信的双向信道？

不可以，连接两个相反方向的单向信道不会产生双向信道。如果用数字隔离器替换隔离I²C器件，数字隔离器将闩锁到单一状态并变得无响应。使用数字隔离器实现隔离I²C总线需要外部组件。有关如何使用标准数字隔离器实现隔离I2C的更多信息，请参阅模拟设计期刊文章“使用数字隔离器设计增强型隔离I²C总线接口。”此外，E2E社区隔离论坛主题中更详细地说明了为什么数字隔离器在双向I2C应用中无外部组件的情况下将闩锁到单一状态。

3.ISO1540和ISO1541隔离I²C器件的电流消耗是多少？

ISO154x数据手册中的表6.10列出了不带任何上拉电阻的ISO1540和ISO1541的电流消耗。添加上拉电阻时，电阻会消耗额外的电流。例如，在SDA2/SCL2处向器件添加1kΩ的上拉电阻，在SDA1/SCL1处添加10kΩ的上拉电阻，VCC1 = VCC2 = 5 V时，上拉电阻消耗的额外电流将对于SDA1/SCL1为约为5mA，对于SDA2/SCL2约为0.5 mA。

对于需要更低功耗的隔离I2C应用，超低功耗ISO7041可以替代ISO7731器件，如模拟设计期刊文章中第2个问题所述。ISO70xx的功耗将比ISO77xx器件提升一个数量级。

4.建议什么逻辑高低输入电压电平应用于ISO1540和ISO1541隔离I²C器件？

表1列出了ISO1540 and ISO1541器件1侧和2侧输入的推荐逻辑输入电压电平。

Side1	Side2
V_IL1 < 0.5 V	V_IL2 < 0.3*VCC2
V_IH1 > 0.7*VCC1	V_IH2 > 0.7*VCC2

表1：ISO154x输入电压电平

这些输入电压电平适用于I²C数据和时钟信号。欲了解更多信息，请参阅ISO154x数据表中的表6.3。

5.为什么ISO1540和ISO1541双向I2C隔离器的1侧上的逻辑低电平输出电压VOL1高达0.8 V？

为了实现隔离I²C器件的双向功能，器件需要设计有两个背靠背连接的单向信道，以实现单个双向信道。直接连接两个单向信道会导致锁定情况，两个信道都是低电平。为避免这种情况，1侧输出端的二极管使1侧输出信道的低电平输出看起来像1侧输入信道的高电平。图1显示了二极管的位置。

图1：ISO154x简化原理图

由于该二极管，V_OL1的电压最高可达0.8 V.当2侧检测到2侧为低电平时，1侧将打开场效应晶体管，使二极管导通，产生非零正向电压。ISO154x器件中的阈值经过精心设计，可确保双向信道平稳运行 - 只要V_OL和V_IL规范符合ISO154x数据表中表6.9.所示的ISO154x器件阈值即可。这种方法已成为业界用于实现双向I²C功能的常见做法。低逻辑电平的非零电压仍将与I²C规范兼容。

请注意，这仅适用于V_OL1。由于器件的2侧不需要二极管，因此V_OL2最大值为0.4 V，这在大多数数字隔离器中很常见。

6.如何为I²C隔离器构造隔离型电源？

为I²C隔离器构造隔离型电源有几种可选的方法；最佳解决方案须视具体的应用需要而定。

一个选择是使用 SN6501这样的变压器驱动器，此种驱动器可用于具有次级侧变压器和可选整流低压差稳压器的推挽式配置（图 2）。SN6501的功率高达1.5 W，可作为隔离型电源。此设备具有高度灵活性，几乎可用在所有应用中。这是因为变压器和匝数比能为电源提供必要的隔离等级和输出电压。如果您需要为其他设备提供隔离电源，则可使用SN6505而不是SN6501，获得高达5 W的输出功率。SN6505具有额外的保护特性，例如过载和短路、热关断、软启动和压摆率控制等，方便设计人员构筑稳健的解决方案。

图2：采用ISO1541的信号和电源隔离I²C解决方案

另一个针对空间受限应用的可选方法是ISOW78xx系列器件，该系列可在小外形集成电路16引脚封装中提供信号和电源隔离特性。ISOW7842还可以与外部组件结合使用。图3提供了具有双向数据和单向时钟的系统解决方案示例，当使用一些额外组件进行修改时，可以支持双向数据和时钟信号。

图3：采用ISOW7842的信号和电源隔离I²C解决方案

欲了解有关每个隔离电源选项优缺点的更多信息，请参阅“如何为隔离I²C隔离信号和电源 I²C”。

您的问题在这里没有得到解答？

如果您想要了解更多有关I²C隔离器的信息，或者您有任何其他问题需要解决，请在下方留言，帮助我们继续探讨。

其他资源

“实现高压信号隔离质量和可靠性”

“通过隔离SPI和I²C简化电池管理系统（BMS）中电流和电压监控”。

“采用ISOW7841集成信号和电源隔离器的低功耗设计

数学原理：如何将ADC代码转换为电压（第2篇）

TI 管理员 — Tue, 01 Aug 2017 02:11:07 GMT

在本系列的第1篇文章中，我解释了如何通过使用公式1将ADC的输出代码乘以最低有效位（LSB）大小来计算模数转换器（ADC）的输入电压：

为计算ADC的LSB大小，我们使用公式2：

现在，您已经知道如何从输出代码中计算输入电压，我们来看几个常见的应用示例，它们使用Δ-ΣADC来显示如何从测量电压计算相关的物理参数。通过每个示例，我提供了相关TI Designs参考设计的链接，您可以在其中获得额外的设计帮助。

电流分流测量

ADC测量电压；因此，您必须先将电流转换成电压。最简单的方法是强制电流通过具有已知值的电阻，如图1所示。

图1：电流分流测量

电流和电压之间的关系由欧姆定律（V = I∙R）给出。要获取当前幅度I，请将ADC上测得的电压乘以电阻V_R，并将其除以电阻R，如公式3所示：

确保电流测量的准确性需要精确稳定的分流电阻。其他设计考虑可在汽车车载充电器系统（TIDA-00456）的TI Designs电压和电流测量参考设计中找到。

RTD温度测量

电阻温度检测器（RTD）是具有温度依赖性电阻的温度传感器。ADC间接测量RTD电阻并推断RTD温度。测量配置与图1相似，只是已知的励磁电流I_Excite被强制流经电阻器，以产生电压。该电流也可以产生ADC的参考电压，使其测量成比例，如图2所示。

图2：成比例RTD测量

为了计算RTD电阻，R_RTD，将测量电压V_RTD除以激励电流I_Excite，如公式4所示：

电流源的精度通常会影响电阻测量的精度；但通过使用图2所示的比例配置，您可以消除此依赖关系。注意LSB大小如何与激励电流成比例，如等式5所示：

将等式5代入等式4导致不依赖于激励电流的幅度的比例关系，如等式6所示：

现在测量的精度主要取决于参考电阻的稳定性，这通常比励磁电流的稳定性更佳。该配置称为比例计算，因为ADC的输出代码与RTD和参考电阻的比例成比例。

RTD电阻已知，但您仍然必须确定RTD的温度。等式7使用Callendar-Van Dusen方程来指定温度和RTD电阻之间的关系：

式中，T是RTD温度；A、B和C是由RTD类型给出的标准多项式系数；R₀是0℃时RTD的标称电阻。请注意，对于0℃以上的温度，您可以简化公式7直接求解温度，如公式8所示：

在仅使用较小温度范围的情况下，进行线性近似以简化温度计算。或者，您可以使用软件参考查找表将RTD电阻转换为温度，而无需求解多项式方程。

使用查找表进行RTD测量的示例可在TI Designs RTD温度变送器中找到，用于2线、4至20 mA电流环系参考设计（TIDA-00095）。

热电偶温度测量

热电偶是一个温度传感器，可产生与两个接头之间的温差成正比的温度相关电压输出：感测/热接点和参考/冷接点。ADC测量该电压并将其转换为相对温度（温差），如图3所示。

图3：热电偶测量

为了确定感应接头处的绝对温度，T_Sense将相对温度加到参考结温度T_Ref，必须通过控制其温度或通过其他方法测量温度来获知。一旦ADC测量了输入电压，使用多项式方程计算出热电偶的绝对温度，如公式9所示：

系数c₀，c₁，c₂，...，c_N是特定于热电偶类型和相关温度范围的标准多项式系数。在许多情况下，使用查找表比求解方程9更方便，这可能具有极高阶。

使用热电偶测量查找表的示例可在使用RTD或集成温度传感器进行冷端补偿（CJC）的TI Designs热电偶AFE参考设计（TIDA-00168）中找到。

称重传感器测量

称重传感器由桥式结构的电阻组合组成，其中一些元件（应变计）基于所施加的负载（或重量）在电阻上存在变化，如图4所示。

图4：称重传感器测量

电阻桥提供与激励电压和施加负载成比例的输出电压。即使施加的负载改变了应变计的电阻，由于施加的负载和输出电压之间存在非常线性关系，所以不需要测量电阻，如等式10所示：

式中，外施载荷（kg）是称重传感器上的重量；负载能力（kg）是称重传感器的额定重量容量；V_Excite（V）是施加到称重传感器的激励电压；而灵敏度（mV/V）（额定输出）是由称重传感器制造商给出的指定参数，其指示称重传感器在具有1V激励电压的全容量时的输出电压。

注意，激励电压的变化对测量结果有直接的影响；因此，通常使用激励电压作为参考电压，使测量成比例，与激励电压无关。当参考电压等于激励电压时，使用公式11计算重量：

其他设计考虑和改进称重精度的技巧可在TI Designs高分辨率、低漂移、具有交流电桥激励（TIPD188）的精密称重参考设计中找到。

这些只是一些示例，显示了如何执行从ADC代码转换到相关物理参数的基础知识。如果这个概述对您有帮助，或者如果存在我未涵盖的特定应用程序，而您想要帮助解码，请在下方留言。另外，请查看数据转换器学习中心，获取更多的ADC资源。如果您有另外话题希望我在未来的Precision Hub博文中讨论的话，请告知我。

其他信息：

数学原理：如何将 ADC 代码转换为电压（第1篇）
查看ADS1118 BoosterPack，并附有测量K型热电偶的示例代码
阅读更多delta-sigma ADC博文。
在德州仪器在线支持社区数据转换器论坛中搜索解决方案，获得帮助并解决问题

原文链接：

http://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2016/04/29/it-39-s-in-the-math-how-to-convert-an-adc-code-to-a-voltage-part-2

数学原理：如何将 ADC 代码转换为电压（第1篇）

TI 管理员 — Mon, 31 Jul 2017 07:39:00 GMT

许多初步了解模数转换器(ADC)的人想知道如何将ADC代码转换为电压。或者，他们的问题是针对特定应用，例如：如何将ADC代码转换回物理量，如电流、温度、重量或压力。在这个包含两篇文章的博客系列中，我将讨论如何为各种应用执行这一数学转换。在第1篇文章中，我将解释如何将ADC代码转换回相应的电压。在第2篇文章中，我将使用几个应用示例来展示如何从测量的电压计算感兴趣的物理参数。

将代码转换为电压

ADC采样模拟信号提供表示输入信号的量化数字码。数字输出代码得到后处理，并且结果可以报告给使用该信息做出决定和采取行动的操作者。因此，重要的是将数字码正确地与它们表示的模拟信号建立关联。

一般而言，ADC输入电压通过简单的关系与输出代码相关，如公式1所示：

其中V_IN (V)是ADC的输入电压（称为输入，如下所述），输出代码是ADC的十进制格式的数字输出代码（计数），LSB大小是ADC代码中的最低有效位（LSB）。

公式1是可用于任何ADC的一般公式。如果ADC的输出代码为二进制或二进制补码格式也没有关系，只要将二进制数正确转换为其等效十进制值即可。

确定LSB大小

完成ADC转换后，将输出代码的十进制值乘以LSB大小来计算输入电压。知道LSB大小是代码和电压之间转换的关键。

公式2可确定LSB大小：

其中FSR是与基准电压成比例的ADC的满量程输入范围（单位为伏特），N是ADC输出代码中的位数。2^N等于ADC代码的总数。

LSB大小等于满量程输入范围（FSR）除以ADC代码的总数。这相当于覆盖整个输入范围所需的每个代码的步长。图1为4位ADC（2⁴ = 16个代码）的阶跃函数，它将输入电压映射到输出代码。

图 1：ADC输入传递函数（N = 4）

满量程范围和输入基准电压

要注意所使用ADC的FSR，因为不同的ADC有不同的FSR。FSR总是与基准电压成正比，也可能取决于任何内部增益，如公式3所示：

其中V_REF是ADC的基准电压（单位为伏特）；m是基准电压比例系数（例如，如果ADC的差分输入范围允许输入电压为从-V_REF到V_REF，则m = 2，因此FSR = 2V_REF），增益是ADC的内部增益（如果有，否则为1V / V）。我在这个公式中包含了增益，以便在ADC包含增益级的情况下计算输入基准电压，如图2所示。

图 2：输入基准电压

delta-sigma ADC通常在ADC输入之前集成可编程增益放大器（PGA）增益级；这就是公式3包括增益项的原因。通过在FSR计算中包括PGA增益，LSB大小计算也考虑了该增益。这意味着，当输出代码乘以LSB大小时，结果是PGA输入之前的输入基准电压（VIN），如图2所示，而不是放大的（输出基准）电压。注意，如果系统在ADC之前使用额外的信号调节，则该电路的效果可能需要额外的计算以确定系统的输入基准电压（在信号调节电路之前）。

示例代码

在大多数情况下，ADC代码由微控制器以8位段读取，并连接成32位数据类型。如果ADC的分辨率小于32位，并且输出代码有符号，则需要将数据符号扩展为32位整数数据类型以保留符号。图3中的代码为该操作的示例。

图 3：读取24位ADC数据的代码示例

现在你知道如何将ADC代码转换为相应的输入电压，下一步是了解ADC输入电压和物理参数之间的关系。我将在第2篇文章中讨论这一点。请登录，在下方进行评论或查看D数据转换器学习中心获得更多ADC资源。

其他信息

阅读更多delta-sigma ADC博客文章。
在电子书《模拟工程师随身保典》查找通用的模拟设计公式。
使用TI Design-精密参考设计开始进行设计。
查看TI的精密ADC产品组合，查找与您的设计有关的技术资源。

原文链接：

http://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2016/04/01/it-s-in-the-math-how-to-convert-adc-code-to-a-voltage-part-1

新的集成DAC如何提高效率并减少模拟量输出模块中的电路板空间

TI 管理员 — Thu, 04 May 2017 09:22:00 GMT

工业4.0已经彻底改变了制造业，改变了工厂的设计和实施方式。在工厂自动化和过程控制应用中，Industry 4.0的影响归结为两个基本概念：分散式系统和智能确定性系统的扩散。分散式系统固有地需要进行模块化设置，并具灵活性。高效、低功耗和热优化的设计是这些系统的关键推动因素。智能确定性系统是可以早期检测故障并提高可靠性的模块。

在工厂自动化和过程控制应用中，数模转换器（DAC）通常在用于可编程逻辑控制器（PLC）和传感器发射器的模拟输出中被发现。这两种情况下，DAC都可用于传送电压输出或电流输出。

DAC8775是TI最新的高精度DAC，通过包括4-20mA驱动器、电压输出和片上自适应电源管理在行业中最具集成性。在这篇博文中，我将提供与DAC8775相关的设计技术示例，并探索如何设计这个行业的当前趋势。

许多系统控制器由于传感器数量的增加而处理数百个输入/输出（I / O）点。这给设计人员提供了一个挑战，即将更多的I / O通道融入一个小型形状系数，增加了对热优化和高效率系统的需求。大多数模拟输出模块4-20mA驱动电路采用具有增益级的高侧电压 - 电流转换电路。图1所示为典型的架构。

由放大器A1建立的回路将DAC输出电压转换成电流。通过负反馈，放大器A1将R_SET两侧的电压设置为等于DAC输出。R_SET两侧的这个电压降将设定流过第一级I_M的电流。（我假设I_RSET等于I_M的理想情况）。通过使用由放大器A2和R_MIRROR鳄鱼R_SENSE电阻对的组合建立的回路，产生的电流I_M进一步被增益。放大器A2将强制R_SENSE两侧的电压等于V_MIRROR。通过与R_MIRROR和R_SENSE的比例成正比的因子，这产生了从I_M增益的负载电流。如图1所示，R_LOAD通常表示线性执行器负载，如同PLC系统的情况。由于目前通过R_MIRROR不提供负载，这将直接降低系统的效率。良好的设计实践是将该电流最小化，将其设置为小于输出电流的1％。出于计算的目的，假设R_MIRROR和R_SENSE之间的高比率（> 1到100），我们忽略I_M。

图1：高侧电压 - 电流转换器

在典型情况下，V_POS电压可以在12-36V之间变化。R_LOAD也可以从短电阻到1kΩ变化。为了说明这一点，可以考虑我们的第一个示例，即V_POS等于36V，R_LOAD等于1Ω的情况。当阀门设定为满量程时，控制器将通过负载驱动20mA。这意味着负载消耗的功率是P_LOAD = I²R = 0.4mW。

所产生的总功率为P_generated = = 0.72W。从这个例子可以看出，电压 - 电流转换电路耗散剩余的功率：0.72W-0.4mW = 0.7196W。这是一个非常低效的系统，并将导致系统温度的不必要地增加。

考虑第二个示例，其中负载阻抗较高，为1kΩ。在这种情况下，P_LOAD = I²R = 0.4W。所产生的总功率为P_generated = = 0.72W。电压 - 电流转换电路耗散其余功率：0.72W-0.4W = 0.32W。

您可以想象，如果存在大量的功率损耗，在这么小的空间中增加更多的通道将变得不可持续，这直接增加系统温度，降低可靠性并增加故障。我给出的示例显示单通道设计的功率损耗。在存在四个通道的情况下，第一个和第二个示例中的功率损耗分别接近2.8W和1.2W。

由于功率损耗随着更高通道数模块的使用而急剧增加，一种可能的解决方案是根据负载自适应地更改V_POS供应。您可以通过添加一个简单的反馈网络并使用降压/升压转换器为负载提供必要的电源来实现。这样的系统将如图2所示的框图。

图2：具有降压/升压转换器的高端电压 - 电流转换器

在这种设计技术中，降压/升压转换器将检测驱动负载的输出FET的漏极 - 源极电压，并产生内部成比例的误差电流。通过复杂的状态机算法，设备将决定降低或提升电源。该技术在四通道DAC8775中得以实现，从而实现更高的效率。

如果使用与第一个示例相同的值，当负载为1Ω时，降压/升压转换器会将DAC的电源降低，从而获得所需的最小电源。在DAC8775的情况下，将低至4.5V。

如在第一个示例中，P_LOAD = I²R = 0.4mW。产生的总功率为P_generated = VI = 0.09W。电压 - 电流转换电路耗散其余功率：0.09W-0.4mW = 89.6mW。因此，与示例1相比，功耗提高了8倍。

对于1kΩ负载情况，P_LOAD = I²R = 0.4W。所产生的总功率为P_generated = = 0.46W，因为降压/升压转换器将V_POS设置为23V。电压 - 电流转换电路耗散其余功率：0.46W-0.4W = 0.06W。因此，与没有降压/升压转换器反馈的设计相比，功耗提高了五倍。

DAC8775的效率也导致需要更多的热优化系统。在具有和不具有自适应功率反馈电路的四通道设计中比较芯片的结温显示了芯片温度的显著改善。图3和图4所示为DAC8775的测量结果，比较了在1Ω和1kΩ R_LOAD情况下，使用和不使用降压/升压转换器的模温。从图3可以看出，这种技术可以将结温提高至高达36°C。

当将越来越多的通道挤入更小的空间时，热优化成为区分模块功能的关键性能参数。在热量未优化的模块中，系统故障是常见的，且由于温度漂移较大，性能下降。DAC8775由于其高集成度和高效率而解决了这两个挑战，并具有出色的DC和漂移性能。

图3：R_LOAD的模温为1Ω

图4：1KΩ的R_LOAD的模温

如果芯片温度超过150℃，DAC8775提供过温报警，这是丰富的智能诊断功能的其中一个特色，可帮助早期检测故障。这些包括开路负载、短路、循环冗余校验（CRC）、看门狗定时器和合规电压。除了故障警报之外，设备还允许您选择便于可靠的系统操作的预设操作。您可以告知设备什么都不做、停机或进入预编程的安全码。

TI广泛的信号链产品组合使您能够设计高效、热优化和更智能的模块。通过查看TI的宽精度DAC产品组合或DAC8775了解更多信息。

其他信息

下载DAC8775数据表。
使用DAC8775评估模块评估DAC8775。
下载参考设计“经EMC / EMI测试的四通道工业电压和电流输出驱动器参考设计”。
下载参考设计，“具有自适应功率管理参考设计的小于1W的四通道模拟输出模块”。
了解有关TI精密数据转换器产品组合的更多信息
观看有关DAC8775功能和用途的视频。

原文链接：

http://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2017/03/07/dacs-enable-performance-in-analog-output-modules

更多 TI 资源：

多路复用器：并非那么简单

TI 管理员 — Thu, 22 Dec 2016 04:18:57 GMT

Other Parts Discussed in Post: MUX36S08

将多路复用器（或简称mux）设计成信号链很简单，对吗？毕竟，设备只需将多个信号放入数据转换器。

实际上，复用器可以各种方式显著影响信号链的性能。例如，导通电容可能导致通道之间的串扰。导通电阻的信号和温度相关变化可能导致信号失真。多路复用器的电容和电阻一起可限制信号带宽。当多路复用器切换通道并影响输出处的稳定时间时，电荷注入可能引起瞬态误差。

为了优化信号链性能，理解这些示例及多路复用器可影响信号的许多其他方式很重要，特别是因为多路复用器针对不同的性能特性及不同的应用而被优化。图1所示为包含复用器的示例电路，其输出连接到反相运算放大器（op amp）。

图1：连接到反相放大器的复用器引起增益误差

该电路是信号链中许多常见的多路复用器配置之一，但正如我们将发现的，这种设计将导致显著的信号增益误差。假设运算放大器是理想选择（无偏移、偏置电流、输入/输出限制等），公式1将信号增益表示为：

由于MUX36S08不是理想的多路复用器，且具有内部电容及125Ω的导通电阻，公式2表示系统的有效增益：

若运算放大器的输出连接到设计为接收全增益的数据转换器，则公式2中计算的信号增益将导致重大问题，因为近40%的转换器范围将不能使用。该公式甚至不考虑由温度、信号电压或施加到电源的电压变化而产生的导通电阻变化。

图2所示为MUX36S08的导通电阻曲线之一。您可看到电阻基于温度及施加的信号（源极或漏极电压）而改变。改变信号电压产生的曲线被称为导通电阻平坦度，其可引入非线性和增益变化。使图1中的电路具有完整的±18V正弦信号并且温度从-40℃升至125℃，则多路复用器的导通电阻可在约75Ω到250Ω之间变化，导致-0.44到-0.73的有效增益范围。

图2：导通电阻与源极或漏极电压

幸运的是，您可通过非常简单的设计预防措施有效地忽略多路复用器的导通电阻。图3所示为连接到配置为缓冲器的运算放大器的复用器的输出。运放的高输入阻抗消除了系统本会遇到的任何增益误差。

图3：连接到缓冲器的复用器有效地消除了由复用器导通电阻引起的增益误差

作为提醒，导通电阻对信号增益的影响只是多路复用器可以影响系统性能的许多方式之一。当您准备了解多路复用器可添加信号的错误和失真，及如何减轻多路复用器对信号链性能的影响的其他方法时，请查看包含多路复用器的新型TI Precision Labs培训系列。

其他信息

深入了解来自TI Precision Labs的40多个实践培训和实验视频。
阅读一篇有关低漏电多路复用器在高阻抗PLC系统中是否重要的博客。

原文链接：

http://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2016/11/18/multiplexers-not-so-simple

Δ-Σ模数转换器基础知识：了解 Δ-Σ 调制器

TI 管理员 — Mon, 19 Dec 2016 07:22:00 GMT

Δ-Σ ADC由Δ-Σ调制器和数字滤波器构成。调制器将模拟输入转换为数字比特流，而数字滤波器将比特流转换为表示模拟输入幅度的数据字。

让我们来看看调制器是如何工作的，首先从一阶Δ-Σ调制器拓扑结构的基本分析开始，如图1所示。

图 1：Δ-Σ调制器内部框图

调制器根据调制器时钟运行，决定了输入的采样间隔。调制循环通过对输入采样和1位DAC之间的差分进行积分而开始。

比较器根据积分器值确定下一个调制器输出。根据比较器的输出状态，1位DAC产生与ADC的正或负基准电压相等的电压。如果调制器输出为1，则从输入中减去基准电压。如果调制器输出为0，则在输入中加上基准电压。在每个调制器时钟脉冲，调制器完成一个完整的周期并产生一个新的输出。

当调制器时钟继续运行时，每个调制器时钟脉冲将产生另一个调制器输出脉冲。所得到的输出比特流成为与基准电压成比例的输入电压的另一种表示。图2显示了输入正弦波和得到的调制器输出比特流，假设基准电压为1V。

图 2：正弦波输入（上图）和调制输出比特流（下图）

当输入接近1V时，调制器的比特流的1s密度接近100％。相反，当输入接近-1V时，比特流1s密度接近0％。当输入为0V时，1s密度为50％。因此，可以在不超出调制器范围的情况下测量基准电压和负基准电压之间的输入电压。

那么通过将输入转换为比特流调制器实现了什么？观察调制器的频谱内，输入电压和采样数字信号之间的误差被建模为量化噪声，如图3a所示。采用二了简单的量化，误差频谱密度是从DC到采样频率（f_S）的白噪声除以2。

通过使用Δ-Σ调制，量化误差频谱密度被调至更高的频率，如图3b所示。低通数字滤波器保留具有较高分辨率的输入信号，因为量化噪声已经移动到数字滤波器的通带之外。使用Δ-Σ调制，我们减少了量化噪声，实现了更高的分辨率。

具有额外前馈和反馈路径的多阶的不同调制器拓扑结构可以提供比上述基本示例更好的噪声整形。不同的数字滤波器提取原始信号，以更高的测量分辨率加速ADC。

通过将这种复杂的拓扑结构分解到基本水平，您可以看到Δ-Σ调制器的工作原理：调制器对输入信号进行采样，将其与基准进行比较，输出与基准相比与输入信号的幅度成比例的1s的比特流。请留意下个月的Precision Hub模拟精密技术杂谈，届时我将讨论如何结合调制器和数字滤波器以获得更大的测量分辨率。

有关更多详细信息，请参阅以下资源：

查看TI丰富的delta-sigma ADC。

delta-sigma ADC的工作原理，第一篇，作者：Bonnie Baker，模拟应用期刊

delta-sigma ADC的工作原理，第二篇，作者：Bonnie Baker，模拟应用期刊

观看delta-sigma ADC在低功率称重应用中的视频演示。

原文链接：

http://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2015/01/21/delta-sigma-adc-basics-understanding-the-delta-sigma-modulator

数学原理：如何将ADC代码转换为电压（第1篇）

TI 管理员 — Mon, 19 Dec 2016 06:58:00 GMT

将代码转换为电压

一般而言，ADC输入电压通过简单的关系与输出代码相关，如公式1所示：

其中VIN（V）是ADC的输入电压（称为输入，如下所述），输出代码是ADC的十进制格式的数字输出代码（计数），LSB大小是ADC代码中的最低有效位（LSB）。

公式1是可用于任何ADC的一般公式。如果ADC的输出代码为二进制或二进制补码格式也没有关系，只要将二进制数正确转换为其等效十进制值即可。

确定LSB大小

完成ADC转换后，将输出代码的十进制值乘以LSB大小来计算输入电压。知道LSB大小是代码和电压之间转换的关键。

公式2可确定LSB大小：

其中FSR是与基准电压成比例的ADC的满量程输入范围（单位为伏特），N是ADC输出代码中的位数。2^N等于ADC代码的总数。

图 1：ADC输入传递函数（N = 4）

满量程范围和输入基准电压

要注意所使用ADC的FSR，因为不同的ADC有不同的FSR。FSR总是与基准电压成正比，也可能取决于任何内部增益，如公式3所示：

图 2：输入基准电压

示例代码

图 3：读取24位ADC数据的代码示例

其他信息

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原文链接：

http://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2016/04/01/it-s-in-the-math-how-to-convert-adc-code-to-a-voltage-part-1

如何为稳压器构建监控和控制解决方案

TI 管理员 — Fri, 09 Dec 2016 05:50:00 GMT

在我的上一篇博文中，我谈到了如何使用精密数模转换器（DAC）来限制诸如低压差稳压器（LDO）或开关模式电源（SMPS）的电压调节器，以精确调谐输出或允许其在宽范围的电压上摆动。

在本文中，我将拓展这一想法，构建一个闭环系统，结合微处理器的计算能力，为电压调节器创建一个一体化模拟监视器和控制解决方案。让我们回到上次讲解LDO和DAC时使用的图1中的示例电路。

图1：稳压器裕度调节电路

所示DAC通过吸入或流出电流来控制调节器电路，从而升高和降低LDO的电压输出。您可使用精密模数转换器（ADC）对电路进行监测，以对LDO输出端的电压进行采样。此外，许多调节器都有一个您可能希望控制的使能引脚。您可通过使用微控制器的通用I / O GPIO实现目标。图2所示为LDO周围系统中的这些监视和控制器件。

图2：稳压器监控和控制系统

若您可使用一个设备来实现DAC、ADC和GPIO的功能，那将非常有帮助。幸运的是，TI具有模拟显示器和控制（AMC）设备的产品组合，其将这三个离散设备集成到一个产品中。

让我们使用一个您需要监视和控制四个电源的示例。诸如AMC7891的设备非常适合这种应用，因为它具有四个DAC及多于四个ADC输入和GPIO。图3所示为AMC7891如何适应这一系统。

图3：多轨电压调节器监控和控制系统

AMC7891的集成使您能够从电路板中移除许多离散设备，并将电源的控制集中到一个设备。

以下是在系统中设计此解决方案时的一些有用提示：

来自开关的电压纹波会让SMPS输出本身具有噪声。使用ADC对输出电压进行多次采样，并在更改DAC代码之前对采样进行平均化，以进行补偿。
若稳压器输出电压超过ADC输入电压，则需要使用外部放大器为输出电压增加分数增益，以让信号处在合适范围内。
将ADC跟踪尽可能靠近下游设备，以便在负载点获得最精确的测量结果。

您可以访问ti.com/amc，找到更多类似于AMC7891的集成精密ADC和DAC。TI提供了这些设备广泛的产品组合，其中许多设备具有用于控制系统的更多输入和输出。

其他信息

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有关使用精密DAC的更多资源，请访问精密DAC学习中心。

原文链接：

http://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2016/10/28/how-to-build-a-monitor-and-control-solution-for-voltage-regulators

SAR ADC PCB布局布线：参考路径

TI 管理员 — Tue, 25 Oct 2016 09:27:42 GMT

在设计高性能数据采集系统时，勤奋的工程师仔细选择高精度模数转换器(ADC)以及模拟前端调节电路所需的其他元件。在几个星期的设计工作之后，执行模拟并优化电路原理图，为了赶工期，设计人员迅速地将电路板布局布线组合在一起。一个星期之后，对第一个原型电路板进行测试。出乎预料的是，电路板性能与预期的不一样。

这种情景在你身上发生过吗？

最优PCB布局布线对于使ADC达到预期的性能至关重要。当设计包含混合信号器件的电路时，应该始终从良好的接地安排入手，并且使用最佳元件放置位置和信号走线将设计分为模拟、数字和电源部分。

参考路径是ADC布局布线中最关键的，这是因为所有转换都是基准电压的函数。在传统逐次逼近寄存器 (SAR) ADC架构中，参考路径也是最敏感的，因为基准引脚上有到基准源的动态负载。

由于基准电压在每次转换期间被数次采样，高电流瞬变出现在这个终端上，其中ADC内部电容器阵列在这个位置位时被开启和充电。基准电压在每个转换时钟周期内必须保持稳定，并且稳定至所需的N位分辨率，否则的话会出现线性误差和丢码错误。

图1显示典型12位SAR ADC基准终端上的转换阶段期间的电流瞬变。

图1. 12位SAR ADC基准引脚上的电流瞬变

由于这些动态电流，需要使用高质量旁路电容器(C_REF)对基准引脚进行去耦合操作。此旁路电容器用作一个电荷存储器，在这些高频瞬变电流期间提供瞬时充电。应该将基准旁路电容器放置在尽量靠近基准引脚的位置上，并使用较短的低电感连接将它们连接在一起。

图2为有两个独立内部电压基准的14位双ADC ADS7851的电路板布局布线示例。

图2. 具有两个独立内部电压基准的双ADC布局布线示例

在这个四层PCB电路板示例中，设计人员使用了位于元件正下方的坚固接地平面，并将电路板划分为模拟和数字部分，以使敏感输入和基准信号远离噪声源。他用10μF，X7R级，0805尺寸的陶瓷电容器 (C_REF-x) 来旁路REFOUT-A和REFOUT-B基准输出，以实现最优性能，并且将他们连接至使用小型0.1 Ω串联电阻的元件上，以保持总体阻抗高频时较低且恒定。他还使用宽迹线来减少电感。

我强烈建议把C_REF与ADC放在同一层上。还应该避免在基准引脚和旁路电容器之间放置导孔。ADS7851的每一个基准接地引脚都有单独的接地连接，而每个旁路电容器都有到接地路径的低电感连接。

如果你正在使用需要外部基准源的ADC，你应该尽量降低参考信号路径中的电感——从基准缓冲器输出到旁路电容器，到ADC基准输入。

图3为使用外部基准和缓冲器的18位SAR ADC ADS8881的布局布线示例。通过将电容器放置在引脚的0.1英寸范围以内，并且将其与宽度为20密耳的迹线和多个15密耳的接地导孔相连，设计人员将基准电容器和REF引脚之间的电感保持在小于2nH的水平上。我推荐使用额定电压至少为10V的单个，10uF，X7R级，0805尺寸的陶瓷电容器。

基准缓冲器电路到REF引脚的迹线长度保持为尽可能的短，以确保快速稳定响应。

REF引脚的正确去耦合对于实现最优性能十分关键。此外，在参考路径中保持低电感连接使得基准驱动电路在转换期间保持稳定，使你向获得所需的效果又迈进了一步。

图3. 具有外部基准和缓冲器的ADC布局布线示例

如果想深入研究这一话题，请查看ADS8881和ADS7851数据表中的布局布线指南。

从我们SAR ADC博客系列中获得更多建议：

原文链接：

https://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2014/07/25/sar-adc-pcb-layout-the-reference-path

争论：ENOB还是有效分辨率?

TI 管理员 — Tue, 25 Oct 2016 07:21:00 GMT

您可能知道，ENOB（“有效位数”）和有效分辨率都是与ADC分辨率相关的参数。了解它们之间的差异，确定哪一个更相关，是ADC用户和应用工程师经常感到困惑和争论的主题。

您认为哪一个更重要？

ADC的分辨率位数（N）决定ADC的动态范围（DR），DR表示ADC可以测量的输入信号电平范围。DR通常以（dB）为单位，定义为：

注意，由于给定时间窗口上的信号的RMS幅值取决于信号幅值在该时间窗口上如何变化，所以ADC的DR根据输入信号特性而改变。对于其满量程范围（FSR）上的恒定直流输入，理想的N位ADC分别测量FSR和FSR/2^N的最大和最小RMS幅值。因此，ADC的DR为：

类似地，对于随ADC的FSR而变化的正弦输入，理想的N位ADC测量的RMS最大值为（FSR/2）/√2。正弦输入的可测量RMS最小幅值受量化误差限制，该量化误差值约为LSB一半或FSR/2^N+1的锯齿波。振幅为A的锯齿波形的RMS振幅为A/√3。因此，正弦输入理想ADC的DR为：

实际上，ADC的误差会降低DR。事实上，根据输入信号特性，当输入信号接近其最小值时，ADC输出会有不同类型的误差。

对于恒定直流输入，ADC的输出误差主要是所谓的“转换”噪声，由ADC、驱动器、电源等固有的宽带热噪声组成。如果ADC没有总线性度（DNL）问题，则转换噪声在ADC输出端产生近似高斯的代码分布。

图1：恒定直流输入ADC输出代码直方图

该直方图的标准差（σ_HISTO）对应转换噪声的RMS值。对于σ_HISTO>1 LSB，ADC的直流DR降至：

降低的分辨率或有效分辨率可以通过（2）和（4）计算：

类似地，对于时变输入，除了降低DR的转换噪声之外，ADC的输出还包含动态误差，即量化噪声和失真。更改的DR通常称为SINAD，重新计算的ADC分辨率称为ENOB。因此，

总之，依据输入是交流还是直流信号，特定的ADC可以有不同的DR和分辨率。因此，对不同的输入条件，对应的ADC分辨率有独立的标准——交流输入的ENOB，直流输入的有效分辨率。当然，决定哪个更合适取决于您的应用。

更多Precision Hub 博文请访问：http://www.deyisupport.com/blog/b/precisionhub/default.aspx

原文链接：

https://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2014/06/13/a-bone-of-contention-enob-or-effective-resolution

Σ-Δ ADC数字滤波器类型

Deyisupport 管理员Y — Thu, 02 Jun 2016 08:27:21 GMT

您有没有想过Σ-Δ模数转换器（ADC）如何才能在不同带宽下获得如此高的分辨率？秘诀就在于数字滤波器。Σ-Δ ADC之所以与其他类型的数据转换器不同，是因为它们通常集成有数字滤波器。本系列博文分为三部分，我将在第一部分中讨论数字滤波器的用途，以及常用于Σ-Δ ADC的一些数字滤波器。

要想理解数字滤波器在Σ-Δ模数转换中如此重要的原因，关键的一点是需要对Σ-Δ调制器有一个基本了解。Joseph Wu写了一篇非常有用的Precision Hub模拟精密技术杂谈博文，文中解释了模拟输入信号转变成数字比特流的过程。

当客户在Σ-Δ调制器中绘制量化噪声的频谱时，将看到频率越高时量化噪声越密集。这是Σ-Δ ADC为众人所知的臭名昭著的噪声整形。为了降低量化噪声，客户将调制器输出馈至低通滤波器。

图1所示为在被称为sinc滤波器的Σ-Δ模数转换器中发现的，通过常见的低通数字滤波器响应绘制的量化噪声图（它的名字源于其sin（x）/ x频率响应）。

大小（dB）
	频率（f_mod）

图1：Σ-Δ量化噪声和Sinc低通滤波器的频谱

Sinc滤波器，虽然极为常见，但并非Σ-Δ ADC附带的唯一一种数字低通滤波器。例如，有些ADC（如ADS1220）会增加一个额外的50Hz / 60Hz陷波滤波器，用于具有大量电力线干扰的应用。从另一方面讲，ADS127L01具有用于更高频率应用的宽带宽平通带数字滤波器。

正如我的同事Ryan Andrews在其关于抗混叠滤波器的博文中解释道，Σ-Δ ADC中的数字滤波器具有另外一项抽取功能。这些滤波器以低很多的速率（f_DR）通过被称为过采样率（OSR）的因子抽取调制器采样频率和输出数据。综合OSR和滤波器类型来确定数字滤波器的输出带宽。大过采样率会产生小型滤波器带宽，从而转化为极好的隔音性能，简化了抗混叠前端，并降低了主机控制器的接口速度。

大多数数字滤波器具有有限脉冲响应（FIR）。这些滤波器本质上是稳定的，易于通过线性相位响应进行设计。让我们来对比Σ-Δ ADC中的两种FIR滤波器。第一种是ADS127L01中的宽带滤波器。第二种是一个典型的三阶正弦响应滤波器，或sinc³。图2和图3并排绘制这些响应。

大小（dB）

频率（f_DR）

大小（dB）

频率（f_DR）

图2：宽带滤波器的频率响应

图3：Sinc³的频率响应

很快，客户可以清楚地看到在交流（AC）测量应用中使用宽带滤波器的优点。数据率（f_DR/2）的奈奎斯特带宽之前其近0 dB的增益确保了在通带频率上不会出现信号功率损耗。急剧升降的过渡带限制了混叠。另一方面，sinc³滤波器通过0.262 x f_DR及f_DR/2之后的缓慢过渡，将信号衰减至-3dB，这样会将更多的带外噪声调入相关的带宽。表面上看，宽带FIR滤波器将是任何应用的理想选择；然而，要想获得这一出色的频域性能需要付出代价。

宽带滤波器和sinc滤波器之间的权衡在于时域。宽带滤波器是一个非常高阶的滤波器，这说明它在收到一个阶跃输入后，需要花费很长时间才能得出一个最终值。在ADS127L01的宽带滤波器中，客户将不得不等待84次转换才能收到一个固定输出。输入处出现一次阶跃后，sinc³滤波器会通过三次转换固定下来，让客户通过多个传感器进行循环。所有FIR滤波器都需要在频率响应和延迟之间进行权衡。

在我的下一篇博文中（在几周内推出），我将揭秘sinc滤波器的幕后故事，包括决定sinc滤波器中稳定时间的因素是什么，以及如何更改其中一些内容，以拒绝其它相关的频率。与此同时，客户可订阅Precision Hub模拟精密技术杂谈，我接下来的两篇博文会在上面发表。

其他信息

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下载“Best of Baker’s Best：Σ-ΔADC”电子书（需要通过TI账户登录）。

查看TI E2E™精密数据转换器论坛了解更多关于sinc滤波器的信息。

原文链接：

https://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2016/05/13/delta-sigma-adc-digital-filter-types

都是噪声惹的祸：ENOB消失之谜（第3部分）

Deyisupport 管理员Y — Tue, 01 Mar 2016 07:23:55 GMT

**这是万圣节发布的3篇ENOB博客系列的第三篇博文。如果你错过了第一和第二部分，请分别单击第一篇和第二篇。**

瓢泼大雨敲打着外面的人行道。

呈弧形的闪电照亮了远方的夜空。

门框内有一个大大的影子。

眼睛变得通红。

它向前移动着，靴子重重的敲击着地面，那声响压得人透不过起来。

“就是那双眼睛！”PGA尖叫道。“就在ENOB消失前我见过那双眼睛！”

咚的一声。

那个影子又向灯光迈进了一步。

“他一定对ENOB做了些什么—至少他知道ENOB出了什么事！”PGA吼道。

又向前迈了一步。

又是使人喘不过气来的咚咚声。

PGA咽了口唾沫，然后急促的说道：“你是谁？”

咚咚。。。

那个影子踱到灯下。

那是一张布满深深皱纹的脸。

粗糙的皮肤。

眼中冒火。

一个沙哑的声音打破了死一般的静寂。

“我是输入引入噪声。。。我听说你们都在寻找一些分辨率”

PGA大着胆子走到这个陌生人面前，“你把ENOB怎么了？”

输入引入噪声从PGA身边走过。

他让酒保给他倒了杯酒。

他坐在了桌边。

他盯着房间的黑暗处，陷入了思绪之中，这个男人开口了。

“ENOB。。。总是信口开河，说自己是最好的分辨率标准。我追了这个废物有好几年的时间了，试图澄清这个事实。”

输入引入噪声慢慢地喝了一小口酒。

“我风闻他在说谎，并在整个镇上招摇撞骗。我最终追到这儿。我之前只是在等待最佳时机，还有。。。”

“你把它杀了，是不是？”PGA嚷道。他盯着其他人。“我给你们这些家伙说过，我与这件事没有干系！”

输入引入噪声翻了翻眼睛：“别这么激动，PGA。我可没把ENOB怎么了—他在我来这儿之前就像懦夫一样逃跑了。

“他在你们这些家伙要求10mV桥接信号分辨率时就十分紧张。他知道他做不到，他害怕了。”

他又喝了一口。

“他还算幸运，灯灭了，他莫名地消失了。我跟着他一起出去了，不过他已经不见了。“

复用器站了起来：“太棒了—ENOB滚蛋了。一个谜团解开了。不过这也解释不了那些位—ENOB把它们带走了吗？”

“问得好。”输入引入噪声对酒保说，“给我来张纸巾和支笔。”

随着人群聚拢过来，他在纸巾上画了一个方程式。

“看到了吧，ENOB取决于满量程范围 (FSR) 和均方根 (RMS) 输入引入噪声。所以，如果V_REF 为2.5V，增益为1，2.5SPS时测得的噪声为150nV_RMS，那么你就得到25 ENOB。”

“但是有一点需要注意，由于这个比率，可以通过基准电压来轻松操纵ENOB。事实上，具有5V基准的同一输入引入噪声把ENOB增加到26！”

死一般的静寂。

“然而，当你的输入不使用FSR时，就像你最初所采样的桥接信号，ENOB用处很大，”这个陌生人继续说。

“在使用10mV满量程信号，5V基准且增益为1时，实际的分辨率为16位，而不是ENOB所宣称的26。不过，RMS噪声保持不变。”

输入引入噪声站了起来。

“你们想知道那些位去哪了是吧？我猜，他在最一开始根本就没有26位。”

大家都很吃惊，人们在窃窃私语。

运算放大器走向前。“这样也好，不过，即使是ENOB消失了，当我们试图用一个外部放大器对信号进行增益时，我们丢失的位更多。这你又作何解释呢？”

输入引入噪声平静地看看周围，然后将目光停在PGA身上。
“PGA—你的电压噪声频谱密度是多少？”
“频率范围内为7nV/√Hz。”
“你的呢，运算放大器？”
“5nV/√Hz.”

输入引入噪声抬了抬眼眉。“你在1/f区域内的噪声频谱密度是多少？”

运算放大器睁大了眼睛。然后，小声嘟囔道：

“50nV/√Hz.”

人群都倒吸了口气。温度传感器昏倒了。输入引入噪声摇了摇头。

“这就是你的问题。当你像载荷输出一样测量移动缓慢的信号时，你所关注的频率在放大器电压噪声频谱密度曲线的1/f区域内。不过，很多放大器将电压噪声频谱密度设定在大约1kHz，而这个值在这里不太适用。”

输入引入噪声将他的手放在运算放大器的肩膀上，然后对人群说。

“例如，在使用运算放大器的情况下，如果你假定1Hz的有效噪声带宽，你会将模式转换器 (ADC) 输入上的噪声增加至50nV_RMS。如果你在没有外部放大器的情况下使用一个可编程增益放大器 (PGA)，你只会增加7nV_RMS的噪声。这样的话，即使在增益更少的情况下，你也能获得更好的分辨率。”

运算放大器嚷道：“抱歉，哥们儿！也许如果我是斩波稳定的话，情况就会有所不同。”

“没事儿，大个子，”输入引入噪声安慰他道。“在生活中，我们都有自己的位置。你们只不过没在高精度、低噪声、增量-累加ADC之前运行罢了。”

这个陌生人把酒喝完，付了钱，然后准备转身离开。

“你去哪？”PGA问道。

输入引入噪声将疲惫的目光投向窗外。天上的乌云已经散开。阳光透过百叶窗射了进来。光线照在他的脸上，就好像打架后留下的伤疤。他深吸了一口气。

“ENOB走了，去了某个地方。我敢说，他现在正在去下一个小镇的路上，打算向更多的好心人兜售他的谎言。只有我才能阻止他—因为我是最直接的绝对值，始终能够反映事情的本质。他可以跑、可以藏，不过就算ENOB走到天涯海角—那里总有噪声在等着他！”

话说至此，我们的故事也该结束了。然而，对于合法性的战争仍在蔓延，只要关于ENOB的传说存在一天，这场战争就不会结束。你是否愿意加入这场战争，并且告诉所有人输入引入噪声才是指定ADC分辨率的最佳标准？如果你愿意，请在寻求真相；公正；以及高精度、低噪声ADC的过程中仔细阅读这些其它资源。欢迎登陆并在下方留言。

其它资源

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原文链接：

http://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2015/12/18/and-then-there-was-noise-the-mystery-of-the-missing-enob-part-3

都是噪声惹的祸：ENOB消失之谜（第2 部分）

Deyisupport 管理员Y — Tue, 01 Mar 2016 07:15:19 GMT

**这是万圣节发布的3篇ENOB博客系列的第二篇博文。如果你错过了第一部分，请单击这里**

滴答。。。滴答。。。滴答。。。

A瓶子碎了一地，里面装的液体流到了桌子上，然后又滴到了地板上。这个声音打破了房间的宁静，水滴声越来越大。

滴答。。。滴答。。。滴答。。。
滴答。。。滴答。。。滴答。。。

PGA 坐在地上，被惊呆了，他的脑子在飞快地旋转。

ENOB怎么了？

在他面前，16位散落在地板上；其中的10个不见了。它们去哪儿了？

PGA抬起头。

一大群人的把他围了起来。

这个魁梧的男人站了起来。
“我怎么知道？”他吼道。“怎么不问问调制器—它负责规整噪声。也许就是他把这里弄得一团糟！”

调制器翻了翻眼皮。

“我？哥们儿，我可是个四阶调制器。我的噪声整形曲线会把你打得晕头转向。除此之外，以2.5SPS的速度进行数据输出时不太可能出现问题—我们的运行速度绝对不会比这个速度慢。”

PGA在房间里搜寻其他的责任人。

“那么。。。会不会是数字滤波器呢，也许她嫉妒ENOB老是和她抢功。所以她决定让他出丑，用她的截止频率是自己更自由一些，并且”

“我就从这儿说起，PGA，”数字滤波器打断道。“你没有必要为我或我的系数担心。我移除的任何高频噪声调制器输出，不多不少，正合适。对于像ENOB的废物也是如此。”

一切又陷入了死胡同。

随着决心的不断削弱，PGA绝望地环视周围。

他站在了复用器面前。

PGA开口了--

“PGA，说话（输出）之前想想清楚，”这个大块头愤愤不平地说，晃了晃他的拳头。

“我啥都没做，”PGA不甘示弱，也向复用器嚎到。

当这两个男人对视时，空气中充满了他们的话语。

没有人动。

没有人呼吸。

“也许他是对的--”

有一个声音从房间的后排传了过来。所有眼睛都转向了一个坐在角落桌子旁边的黑影，他举起了一杯饮料放在嘴边。PGA和复用器不在死盯着对方，将目光投向黑暗中。与此同时，那个影子站了起来，走到灯光下。

“—也许你需要我。”

“你是哪儿来的？”复用器问道。

PGA摇了摇头，叹气道：“运算放大器。”

“你这么对待你的老大哥就不对了，”运算放大器假笑道。他对复用器说，“我就像这里的PGA一样，只不过我的增益最大32V/V。我才是解决你问题的方法。”

复用器把自己关节按得叭叭作响。“真是漫长的一夜呀，运算放大器。你最好靠谱点儿，不然的话，我就要看看你的非线性运行区域到底是个啥样子。”

运算放大器喝了一小口饮料。“很简单：你的增益不够—这就你需要我的原因，”他平静地解释道。“让我首先来将信号放大，然后将它传给你。我增加的增益将会轻松提高你能够分辨的位数。”

PGA点点头。“是的，的确如此—更大增益。始终是如此。”

“我们对这个信号再次采样，”运算放大器说，“就这一次，我先来，然后是复用器，然后你来—我们能够立即把那些位找回来。”

“目前的位数有多少？”

在他身后，复用器一次把所有位都掏了出来。

“14个。”

运算放大器快速地旋转着，脸上的笑容慢慢地消失了。他从复用器手中把位夺了多来，兴奋地数着，然后把那个包扔到了房间的另一端。

“不不不！这一定能起作用！更多的增益一直都管用！”

当这个惊慌失措的男人抬起头来的时候，这帮人再次聚集在一起。运算放大器对他的兄弟说，“检查一下数据表中的噪声表—这看起来说明不了任何问题。”

PGA翻动着手机页面，终于找到了。“有了！”

运算放大器夺过手机，不太相信地盯着屏幕，然后向四周张望，眼中充满了恐惧。

楼门从合叶上突然脱落，此时一道闪电划过夜空。一道强光照亮了门口处站着的一个巨大黑影。

每个人都把目光投向站那个人，它的外套在风中飞舞，雨水把他的全身都打湿了。

夜色昏暗，他们看不清他的腿。。。他的胳膊。。。他的胸。。。还有他的脸。事实上，他们能看到的只是充满愤怒的双眼。

这双眼睛又回来了！不过，他到底要什么呢？钱？复仇？也许他忘了付账？

要最终揭开ENOB消失的未解之谜，“都是噪声惹的祸”系列文章令人惊心动魄的最后一部分将为你揭晓答案。

直到那时。。。

原文链接：

http://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2015/11/20/and-then-there-was-noise-the-mystery-of-the-missing-enob-part-2

都是噪声惹的祸：ENOB消失之谜

Deyisupport 管理员Y — Tue, 01 Mar 2016 06:58:55 GMT

这个夜晚看上去没什么不同。。。

寒冷。万籁俱寂。

雨水的味道让人窒息。

远处一条昏暗的闪电划过夜空，随之而来的是一个悠长而又低沉的隆隆声。

暴风雨要来了。。。

。。。平淡无奇的一夜。。。

让人遗忘的一夜。

报复之夜。

正义被伸张的一夜。

其中的一个夜晚。

恐惧之夜。

恶魔的夜晚。。。

没有捣蛋。没有糖果。只有阴影和恐惧。

在一个到处充满残垣断壁、恶意丛生的城市中，最后的一缕希望之光来自城中最新出现的一片地方：这是为胆大的人、无所畏惧的人和有创造力的人准备的一片场所。这个地方将使你脱胎换骨：一个成功者或一个失败者。一个1或者是一个0。

他们把它称为1262。

大家都在这儿，不多也不少。

房间内，复用器在房门旁边蹦来蹦去，与振荡器说着话。

其中一个GPIO在吧台转来转去，使两个IDAC不胜其烦。

传感器依在点唱机上，看着基准们排成一排，等着他播放下一首歌曲。

中间牌桌上的笑骂声盖过了台球桌上台球的碰撞声。有四个人正坐在桌边打牌。他们在用扑克赌博。他们亮出了底牌：梅花J。

一个人笑了。另外3个人骂骂咧咧。

PGA愤怒地把牌摔在桌上。一个像野兽一样的男人，他最恨输，而且他看上去也不像好招惹的主儿—他的心跳从1升到32（二进制步长）。

坐在他左边的是增量-累加调制器，一个数学奇才，也是牌桌发烧友。他喜欢减法，钟爱集成和整合，最讨厌噪声。他的右边是温度传感器—他很安静，不过有时很有用。

PGA对面坐的是牌桌上的最后一位，ENOB。

他的嘴就没停过。

他很自大。

很难对付。

而他对这些都一清二楚。

又开始发牌了，笑骂声继续。音乐又再次响起。电流在空气中传输。每个人都很专注。。。

没人注意到。。。

有一双眼睛在阴影中射出别有用心和愤怒的光芒。无腿、无胳膊、无胸、无脸：只有眼睛，死死地盯着中的那些人。

ENOB窃笑道“你们一定对输牌情有独钟。”

PGA怒不可遏，“接着说，你这个废物”。

“放松、放松，大个子；我们各有专长，”ENOB答道。“我的意思是，你很容易发怒，而且能无中生有；我牌打得不错，并且是最有用的分辨率标准。我之前和你说过时间吗。。。”

这些话PGA听得耳朵都已经起茧子了：说了这么多，根本就不知所云。全是噪声、噪声，这使他很生气。而这使得噪声情况变得更加糟糕。

PGA平静地将牌放在桌子上。

“ENOB—‘最有用的分辨率公制标准，’你还有完没完，赢了钱还不能把你的嘴堵住！”

“你啥意思？”

“你曾经被指定的最大位数量是多少？”

“你是说在1262中吗？”

PGA点了点头。

“26 –”

ENOB骄傲地把一个袋子扔在桌上。

“看到没？

“在5V AVDD和V_REF的时候？”PGA问道。

“没错。而且增益为1。”

PGA环视一周，然后看着ENOB。

“复用器、调制器和我在你出现前采样了一个载荷信号。你为什么不让我们看一看那个输入的有效分辨率呢？”

ENOB紧张地向周围张望。

“嗯，我。。。不过一个载荷的灵敏度大约为2mV/V。。。5V激励时只有10mV。我需要±V_REF上的全动态范围，及时将增益包含在内，还是差得很远呀！”

PGA的眼睛眯了起来。

“那么？大多数信号不使用一个ADC的满动态范围。你是说对于大多数真实信号来说，你是一个没有任何价值的技术规格？”

ENOB不说话了。

“不是？那么让我看看你的分辨率有多少。”

PGA注视着这个畏畏缩缩的男人。死一般的静寂。人们都在看着ENOB。

ENOB拉了拉领子。“这里是不是越来越热了？”

温度传感器来精神了。“实际上，温度为68度，挺舒服的。”

PGA站了起来，他巨大的身影将ENOB吞没其中。

他一把抓住ENOB的衬衣，将他提了起来，对着他吼了起来：

“马上让我看一看载荷信号的有效分辨率，否则的话，我就让你尝一尝绝对最大额定值的滋味。”

然后，PGA注意到有什么东西隐藏在ENOB那张受惊吓的脸庞后面。阴影中灯光一闪。无腿、无臂、没有身体，也没有脸。只有一双眼睛。

整个房间充满了光。一个晴天霹雳就像是在洞中开了一枪，打破了静寂。这个建筑都黑了下来。

有人尖叫。有什么东西摔在地上。

尖叫声被捂住了。房门重重的关上了。

然后，一切都消失了。

灯光闪了一下，然后又暗了下来。PGA坐在地上，懵了。他晃了晃脑袋。一团糟。桌子翻了。椅子坏了。然后，他感到眼睛。。。

每个人都瞪着眼睛。

他嚷道“你们都在看什么？！”。

温度传感器小声说“他不见了。”

“什么？谁不见了？”

“ENOB.”

PGA迷茫地抬起头。复用器朝他走了过来。

“PGA，你把他的分辨率怎么样了。”

“啊？我啥也没做呀。我和你们一样，两眼一抹黑呀。”

他挠了挠后脑勺儿。情况不太妙呀。

“你为什么会这么问？”PGA说。

复用器指了指PGA前面的地面。

“因为它们正好在你的面前。。。但是只有16位。你把其余的怎么样了？”

不妙变成糟糕了。PGA狂躁地向周围看了看。

“等等，不，那是--”

他向角落里看了看。除了阴影啥都没有。

那双眼睛消失了。

那双眼睛哪去了？为什么ENOB这么担心？那些位去哪儿了？是PGA干的吗？欲知后事如何，下一集“都是噪声惹的祸”将为你揭晓答案。

同时，请查看ADS1262数据表，看看其中是怎么介绍ENOB的。

原文链接：

http://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2015/10/30/and-then-there-was-noise-the-mystery-of-the-missing-enob

如何设计电源隔离式4线制传感器发射器

Deyisupport 管理员Y — Fri, 09 Oct 2015 08:24:40 GMT

我在之前的博文中曾经讨论过4线制传感器发射器的基础知识，以及一个输出隔离式传感器发射器的详细设计。今天，我来讨论一下电源隔离式4线制传感器发射器。

首先，我们来回顾一下我在上一篇博文中讨论过的输出隔离式发射器（图1）的高级图。在这个拓扑中，发射器被从电源和传感器上隔离开来，而电源与传感器共用一个接地。虽然图1显示的是一个本地电源，4线制模拟输入模块可以为输出隔离式发射器供电。

图1：具有本地电源的输出隔离式4线制传感器发射器

图2是电源隔离式发射器的高级图。在一个电源隔离式发射器中，传感器和发射器共用一个GND，而电源与它们相隔离。因此，传感器无需从发射器和电流环路中隔离开来，并且应该能够安全耐受接线问题或短接至电流环路线路上其它电势所产生的影响。

图2中的电路由本地为传感器发射器供电的电源供电，这一点与图1中的输出隔离式电路相似。接受AC电源电压的发射器将常用于这种配置中，在这个配置中，AC电源电压必须被隔离，并且被转换为一个为传感器和发射器供电的经稳压DC电压。

图2：具有本地电源的电源隔离式4线制传感器发射器

图3显示的是，电源隔离式4线制发射器的连接图，此发射器由模拟输入模块电源，而不是由本地电源供电。

图3：电源隔离式4线制传感器发射器

你可以使用我在之前的博文中介绍的同样构造块来设计一个电源隔离式4线制传感器发射器。图4显示了一个针对电源隔离式4线制传感器发射器的经简化电路示例。此发射器接受DC电源电压；此电压可以是传感器发射器的本地电源，或者由4线制模拟输入模块提供。电源隔离式4线制发射器不再需要一个通过绝缘隔栅将传感器数据发送到发射器的方法，从而免除了对于数字或模拟数据隔离解决方案的需要。

图4：电源隔离式4线制传感器发射器

在我的下一篇博文中，我将通过介绍完全隔离4线制发射器来结束这一4线制发射器系列文章。

其它资源

查看这些针对2线制发射器的TI Designs参考设计：

阅读由我的同事Kevin Duke撰写的3线制博文

模拟输出和架构概述。
3线制模拟输出的发展。
在由我的同事Art Kay和Tim Green编写的全新模拟工程师速查参考电子书中寻找常用的模拟设计公式。

原文链接：

http://e2e.ti.com/blogs_/b/precisionhub/archive/2015/09/18/how-to-design-power-isolated-four-wire-sensor-transmitters

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