模拟

接近传感在推动新兴市场发展方面的作用

Kevin Chen1 — Wed, 28 Feb 2024 11:16:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: AWR2544

在音频波束成形和外科手术机器人等新兴市场中，接近传感器实现了自主性和自动化、安全操作以及高能效。

接近传感器在系统设计中非常普遍，因此不太经常遇到“是否需要接近传感器”这一问题，而更常见的是哪种类型能满足设计目标。在开发新技术时，合适的解决方案并不总是很直观。其中，考虑规格十分重要，尤其是终端设备特性，以此来确定系统设计应该采用哪种传感技术。

自主性和自动化

人数统计、跌倒检测和避障是接近传感器的主要用例。人数统计颠覆了零售分析，无需摄像头即可测量店铺的客流量并减轻客户的隐私顾虑。扫地机器人可以检测自身环境以避免从楼梯上摔下来，而具有避障功能的无人机导航系统可以在树木周围穿梭，并在 50 米的范围内避开电线和其他障碍物。

对于需要自主性和自动化的应用，两个重要的因素是距离和视场，但这两者之间需要权衡。更宽的视场通常意味着更短的传感距离，这对于检测有人接近可视门铃等行为非常有用。反之亦然；更窄的视场通常意味着更长的传感距离，这对于需要及时减速以便安全着陆的无人机等应用大有裨益。不同的接近传感模式将决定距离和视场。射频 (RF) 波（雷达）的检测距离为 0.04 米至 100 米以上，视场为 160 度，而近红外波长（光学飞行时间 (ToF)）的检测距离为 0.01 米至 20 米，视场为 0.15 度至 120 度。

鉴于新兴的自主性和自动化应用在检测距离和视场要求方面的差异，德州仪器 (TI) 接近传感器解决方案可提供一系列选项。使用 IWR6843 毫米波 (mmWave) 传感器时，传感距离可超过 100 米；使用 OPT3101 模拟前端时，视场可高达 120 度。

安全运行

接近传感器集自主性和自动化于一身，可实现安全运行。在高级驾驶辅助系统和工业机器人等应用中，接近传感器可为非接触式操作提供自适应和预测性安全措施。根据国际电工委员会 61496-5 标准，此类传感器可以监控工厂的高风险区域和盲点，或者在车辆撞到行人之前发出信号，让车辆停下来。TI 的 77GHz AWR2544 雷达传感器可实现 200 米或更远的探测距离，具有更高的距离分辨率，可改善角雷达应用的性能，从而帮助提高车辆安全性。

测量速度和传感分辨率在快速移动的装配线或外科手术等场景中发挥着至关重要的作用。表 1 重点介绍了接近传感解决方案之间的一些差异，以及它们在各种环境条件下的性能。

表 1：接近传感解决方案的性能

能效

音频波束成形是接近传感器推动的一种趋势，可让电视、条形音箱、智能扬声器和类似应用将音频引导至 6 米至 8 米距离内的人，通过出色音效改善用户体验。同样，在采暖、通风和空调系统中实施我们的 IWRL6432 毫米波雷达传感器有助于将空气引向人，从而降低能耗。这些智能转向方法是通过监控多个区域以定位存在以及跟踪每个区域的移动等功能实现的。具体而言，60GHz 雷达传感器具有更短的波长和更多的发射和接收天线，可以准确检测房间内四人或更多人的存在、运动和位置。

接近传感器通过利用人体存在检测来节省能源，有助于推动可持续建筑设计的进步。可视门铃、信息亭和自动门等应用可以处于低功耗模式并等待检测到后采取行动。系统可处于低功耗模式是提高能效的有效方法，这对于电池供电型系统尤为重要。

结语

每种特定的传感解决方案都有其独特之处。例如，德州仪器的 IWR6843 和 IWRL6432 雷达解决方案可在 100 米距离内实现 4D（3D 和速度）检测，分辨率为 4 厘米，并且能够在单个传感器中集成新型架构射频和微控制器，从而根据检测做出决策。TI 的雷达器件还能穿透石膏板和塑料等非金属材料，因此出于美观考虑可以隐藏传感器。我们的 OPT3101 模拟前端高度可定制，包括多目标和多通道功能，不仅可以确定目标的距离，还可以确定目标的方向。

一个拥有接近传感器的世界，不仅更加智能和高效，对用户也更加友好。当您每天早上走进厨房时，咖啡机可以启动冲泡流程，或者当您离开时，您的笔记本电脑屏幕可以进入隐私模式。通过低成本、电池供电的应用，手势检测在每个家庭都能得以实现。选择合适的接近传感器对于推动新市场的发展至关重要，同时有助于我们构想持续创新的世界。

其他资源

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对于采用双向自动检测IC TXB0104在电平转换端口传输中组态的分析

Annie Liu — Mon, 08 Jan 2024 06:59:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TXB0104, AM3352

作者： Sales and Marketing/Shenzhen China——Zoe Yang

Abstract

TXB0104是应用在AM3352（Sitara MCU/MPU等）和EMMC (嵌入式多媒体存储卡)芯片之间通信的双向自动检测电平转换芯片。当系统的软件资源配置不足，需要电平转换芯片自己识别信号传输方向的时候，需要注意外部硬件设计，不然可能会出现挂载时好时坏的失效情况。

问题背景：

EMMC与AM3352挂载失败，定位为TXB0104工作异常。实测中发现如图中线路所示：

只有D0通道无信号，因为将D0数据线由主芯片（AM3352）侧飞线到EMMC，D0开始传输数据信号，eMMC挂载正常（该情况下在AM3352侧也能测到D1/2/3的数据波形）；
将D0飞线跨过该转换芯片，同时断开D2（在转换芯片与eMMC之间），挂载失败；——综合1、2，说明D2在挂载的时候需要使用到，同时在双向电平转换芯片中D2通道正常；
将D0和D2数据线在U7中对应的电平转换通道中交叉焊接，测试D0无信号（D0无信号的时候D1/2/3也无波形），eMMC挂载失败；
将D0飞线跨过该转换芯片，同时将D2数据线连接U7的D0通道，可以正常挂载上；——双向电平转换芯片中D0通道正常，但连接上D0数据后异常；

图1.异常板子的电路图

挂载时好时坏的板子分别在正常时、异常时的D0信号波形如下

图2.正常（上）和异常（下）挂载的板子传输信号D0通道波形

问题聚焦：

检查线路图后发现, OE上拉到3.3VCCB。规格书明确指出，针对在上电过程中，OE在电源稳定之前必须保持低电平。

图3.规格书中声明OE的上电时序

现同时通过原始电阻分压采样VCCB上电时序和OE的管脚波形，发现OE与VCCB同时上电。

图4. 原始电阻分压时序展开：OE与VCCB同时上电

VOLB识别低电平的状态在3.3V供电状态最高为0.4V，因此要延长VOE保持低电平的时间，让IC保证识别到低电平状态。

图5.高低电平阈值比较

整改方案：

为了能保证OE在上电期间保持足够的低电平，建议将R24电阻替换成1uF的电容。利用电容替代电阻的方法可以适当增加RC时间常数来稳定OE保持低电平的时间。

图6.原始电路基础上的整改方案

重新通过原始电阻分压采样VCCB上电时序和OE的管脚波形，发现换成1uF电容电压时序展开（t=1/RC），在VCCB稳定后OE保持低电平(＜0.35VCCB)的时间约为320us，挂载异常不再复现。

图7.enable建议时间

图8.VCC与OE爬升时间拉长

分析总结：

经过测试分析，延长OE的低电平时间可以有效地避免MCU和EMMC芯片握手失败。

这种导致芯片传输挂机失败的原因是由于TXB0104在上电期间的传输口是不定态所致。

如果TXB0104的OE脚没被拉低，则在上电期间传输口A,B会处于不定态（低电平，高电平或高阻态），此时要求和传输口A，B相连的EMMC和MCU相应I/O口此刻应保持确定的高阻态，以确保上电期间EMMC和MCU的I/O口不会被短路。如果TXB0104的OE脚在上电期间被拉低（将对地电阻换成电容），则传输口A,B是处于确定的高阻态，对相连的EMMC和MCU的I/O没有影响，信号就能正常传输。

所以在OE端口挂电容能保证上电期间传输口确定的高阻态，故障因此得以消除。

为了简化用户系统的设计分析，下面通过一个流程图来梳理TXB0104的I/O口各个状态对应系统的应用可能，避免类似的不定态传输导致信号判断失误。

图9.I/O端口状态流程图

利用低功耗 77GHz 雷达传感器改善运输和工业设计

Kevin Chen1 — Tue, 28 Nov 2023 07:22:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: IWRL1432

在德州仪器技术文章“低功耗 60GHz 毫米波雷达传感器如何在更多应用中实现高精度传感”中，我们讨论了 60GHz 毫米波(mmWave) 雷达传感器如何在工业和消费电子应用中实现高精度传感。在本文中，我们将探讨低功耗 77GHz 雷达传感器如何在其他具有挑战性的应用中帮助实现可靠且准确的传感。

77GHz 频段的雷达传感器通常用在盲点检测和自动紧急刹车等高级驾驶辅助系统传感应用和工业液箱的液位变送器中。但如今，非公路用车辆、电动自行车、自行车和停车场道闸对接近和距离感测的需求正不断增加。在上述应用中，这些传感器可以帮助实现更安全的工作环境，并提高操作过程中的舒适度和效率。

工业液位传感器

准确可靠的液位测量对于石油和天然气、化工和石化、饮用水和废水管理、食品和饮料、制药以及采矿行业至关重要。采用 77GHz 频段毫米波雷达的雷达传感器有助于实现高精度和分辨率，即使在具有复杂反射和干扰的挑战性环境中也是如此。

与旧技术相比，雷达传感器最大的优势在于能够对腐蚀性物质、磨蚀性物质或粘性物质进行非接触式测量。这类传感器的工作带宽为 76GHz 至 81GHz，能够可靠地检测物质水平的微小变化，并可在远距离、湍流、泡沫、蒸汽、灰尘、水蒸汽、温度变化或潮湿条件下提供精确测量。宽带宽使得雷达线性调频脉冲的起始频率与结束频率之间存在更大的差距，从而能提高距离分辨率。因此，雷达传感器有助于提高工业环境的安全性，可以实现远程液位检测，而无需人员亲自进入危险或难以到达的区域。对于电池供电的操作，低功耗雷达的电池寿命可以持续多年而无需维护。

IWRL1432 是一款 77GHz 频段的雷达器件，采用了低功耗架构来实现这类应用中的精确传感。借助内置的深度睡眠模式，IWRL1432 每次测量耗能 <4mJ，因此能够提供长时间的电池寿命。这些传感器中每个发送器的输出功率为 11dBm，可以实现从 3cm 到 80m 以上的测量范围。由于将硬件加速器和微控制器完全集成到一个小型封装中，因此无需额外的微控制器。图 1 展示了利用雷达传感器进行液位检测的工业液箱。

图 1：工业液箱

电动自行车和自行车

近年来，电动自行车作为一种高效、可持续的交通方式而大受欢迎。然而，不论是骑电动自行车还是普通自行车，当道路上的行人或其他车辆难以发现骑手时（尤其在低光照、雾天等条件下），很容易发生事故。

IWRL1432 等雷达传感器通过提供前向或后向近程警告或碰撞检测功能来提升骑手的安全。雷达传感器可以通过视觉或听觉信号向骑手或驶近车辆中的人发出警告，以提醒他们可能发生碰撞。图 2 展示了一个雷达传感器能够提升骑手安全性的场景。

图 2：雷达传感器帮助骑手提升安全性

停车场道闸传感器

传感器技术在提供高效安全的停车场进出控制方面起着至关重要的作用。停车场的入口或出口附近会安装红外和超声波传感器来检测车辆的存在。然而，这类传感器不仅检测范围有限，而且在出现灰尘、温度变化或声波的情况下往往不准确。

IWRL1432 等雷达传感器通过提供更广的检测范围 (>10m) 和更宽的视野（150 度），克服了这些限制，使得实现更远距离和更宽出入口的进出控制。此类传感器在雨天和极端温度等恶劣环境条件下的表现同样出色。雷达传感器可以区分车辆和行人，以确保只有在检测到车辆时才会打开。此外，还可以轻松地将雷达传感器集成到进出控制系统、门禁控制器和停车管理软件中。

非公路用车辆

农业机械、建筑设备和其他非公路用车辆利用雷达传感器来提供有价值的信息，并协助执行各项任务。它们可以检测到附近的障碍物，例如树木和其他机械设备，帮助在操纵大型笨重设备时避免碰撞。雷达传感器还能够测量真实的地面速度，这在不平坦、松散的地形和泥泞地面上非常重要。从人员和障碍物检测到地面速度测量，再到在 77GHz 范围内提供安全完整性 2 级的传感能力，IWRL1432 雷达传感器可以帮助提高非公路用车辆的操作效率和安全性。

结语

借助 77GHz 雷达传感器 IWRL1432，设计人员能够应对各种传感应用中的挑战，例如工业液位传感器、电动自行车、停车场道闸和非公路用车辆。该低功耗传感器能够在各种环境条件下保持可靠操作，并且具有宽视野和高准确性，因此有助于您实现高效和高性能的传感解决方案。

其他资源

订购 IWRL1432BOOST。
在 Resource Explorer 的适用于毫米波雷达传感器的雷达工具箱中查找开发支持、项目、文档和工具。
通过 Resource Explorer 的 Radar Academy，详细了解 TI 毫米波雷达。
观看“利用 TI 低功耗毫米波雷达实现液位传感应用”。

电压转换芯片原理和TI双向电压转换解决方案介绍

Cherry Zhou — Wed, 15 Nov 2023 06:06:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TXS0104E, TXS0101, TXS0102, TXS0108E, TXB0104, TXB0108

作者：Xiaoxiang Liu

1. 电压转换芯片介绍

如今整个电路系统，性能越来越强大，功耗要求越来越低，其设计也越来越复杂，更低的工作电压的元器件应运而生。但是这种复杂系统内各个元器件之间的工作电压并不相同。例如，当一个元器件的输出电压为1.8V，而另一个元器件的输入电压要求为3.3V时，这个时候就会出现电路系统内部元器件之间电压不匹配的情况。

为了让整个电路系统中的各种器件能够耦合使用，让整个系统设计能够落地，就需要使用对应的电压转换芯片，如图1所示。TI提供了多种电压转换器，包括双电源电平转换器、自动方向感应转换器以及用于推挽缓冲和开漏应用的自动方向感应转换器等。

本文以TI的TXS和TXB系列电压转换芯片，介绍了电压转换芯片的工作原理和设计注意事项，有助于工程师设计出集成度更高，棒性更好的系统方案。

图1，电压匹配示意图

2 电压转换芯片原理

2.1 单向电压转换芯片原理

电压转换芯片分为单向电压转换芯片和双向电压转换芯片。最简单的方案为单个MOSFET组成的单向电压转换芯片，其工作原理如下图1所示。

当栅极G输入为低电平L时的时候，V_GS < 阈值，MOSFET截至，此时漏极D为高电平H（V_CC），如图2-A；而当栅极G输入为高电平H的时候， V_GS> 阈值，MOSFET导通，此时漏极D输出为低电平L(0V)，如图2-B，这种情况输入和输出会反向。

图2 单向电压转换芯片工作原理

2.2 双向电压转换芯片原理

在一些应用中，存在发送端和接收端会互换的情况，如IIC、MDIO、SPI等需要双向通信的情况下，就需要使用双向电压转换芯片。其工作原理如下：

如果输出为左边。当左侧输入高电平H(输入电压为V_CCA)时，由于V_GS<阈值，所以MOSFET截至，右侧输出电压为V_CCB），如图3-A所示；当左侧D0输入低电平L（0V）时，由于V_GS = V_CCA> 阈值，所以MOSFET导通，右侧输出电压为低电平0V，如图3-B所示。

图3 双向电压转换芯片工作原理1

当右侧输入高电平H时，由于左侧初始为高电平V_CCA，V_GS = 0<阈值，MOSFET截至，如图4-A所示；右侧输入L的时候，原本V_S=V_G = V_CCA，V_GS = 0，MOSFET截至，但是由于场效应管有一个寄生二极管，它会将左侧输出下拉至一个二极管的导通电压，此电压在0.3V到0.7V之间，所以这里我们可以认为左侧输出为低电平。此时V_GS（3.3V-0.7V=2.6V）大于场效应管的栅极阈值电压而使MOSFET导通，导通后右侧输入和左侧输出为同一电压0V，如图4-B所示。

图4 双向电压转换芯片工作原理2

3 TI电压转换芯片解决方案

3.1 TXS双向自动方向检测电压转换器

TXS双向自动方向检测电压转换器，可以与漏极开路以及推挽式驱动配合，最大速率可到24Mbps(推挽，开漏2Mbps最高速率)。需要注意A端口跟踪V_CCA，而B端口跟踪V_CCB。V_CCA的电压必须低于或等于V_CCB的电压。V_CCA可以接受介于1.65 V和3.6 V之间的任意供电电压，而V_CCB可以接受2.3 V至5.5 V的任意供电电压。这些电源轨可以在任何的1.8 V、2.5 V、3.3 V和5 V电压节点之间实现低电压双向转换。其主要的型号为：TXS0101，TXS0102, TXS0104E。

3.1.1 TXS双向自动方向检测电压转换器工作原理

图5 TXS010X双向电压转换芯片

TXS系列如前面介绍的原理一样，用N通道MOSFET的导通和截至A端口和B端口之间的连接。当连接到A或B端口的驱动器为低电平时，对端便会被MOSFET N2拉低，如图5所示。

3.1.2 TXS外部上下拉电阻设计注意事项

TXS系列电平转换芯片集成了内部上拉电阻，用于保持输出高电平时的状态。TXS0101、TXS0102和TXS0104E等电源转换芯片的内部上拉电阻固定为10kΩ；TXS0108E具有动态上拉电阻，其值取决于输出是驱动高电平还是低电平。当驱动高电平时，上拉电阻值为4KΩ，当驱动低电平时，上拉电阻值为40KΩ，如图6 所示。

图6 TXS0104E和TXS0108E输出架构

当处于直流稳态时，输出由内部上拉电阻保持高电平。外部上拉或下拉电阻会影响输出端的电压。

3.1.2.1 TXS0108E上拉电阻测试

下面测量了TXS0108E上拉电阻时候的输出，其跨越了从4.7KΩ 到100KΩ 的四个不同上拉电阻值范围, 用于直观感受不同上拉电阻所带来的影响。测试方法如图7所示，输入信号为1.8V，1KHz，上升和下降时间为5ns，输出电压为3.3V。

图7 TXS0108E上拉电阻测试

表1 TXS0108E上拉电阻测试结果

如表1所示，为TXS0108E各种上拉电阻测试结果，使用4.7 KΩ上拉时，V_OL电压为264mV；没有上拉的时候V_OL为30 mV ，原因在于外部上拉和内部的40KΩ 上拉并联导致，但输出为低电平的时候，由于通过MOSFET的电流增加，导致其MOSFET的压降变大。

3.1.2.2 TXS0108E下拉电阻测试

下面测量了TXS0108E下拉电阻时候的输出，其跨越了从4.7 KΩ 到100 KΩ 的四个不同下拉电阻值范围, 用于直观感受不同下拉电阻所带来的影响。测试方法如图8所示，输入信号为1.8V，1KHz，上升下降时间为5ns，输出电压为3.3V。

图8 TXS0108E下拉电阻测试

表2 TXS0108E下拉电阻测试结果

如表2所示，说明了TXS0108E下拉电阻对V_OH电平的影响。没有上拉电阻的基准V_OH为3.18V，而使用4.7 KΩ下拉电阻的V_OH为1.68 V。这是由于内部上拉电阻和外部下拉构成了一个分压网络，导致V_OH降低。

3.1.3 TXS上下拉总结

TXS系列电压转换芯片可以和外部上拉电阻一起使用，并且不会影响输出电压。需要注意对应的驱动电流。使用公式1，能够计算对应的驱动电流，R_A值为A端外部上拉电阻和芯片内等效上拉电阻的并联值，R_B值为B端外部上拉电阻和芯片内等效上拉电阻的并联值。TXS0101, TXS0102, TXS0104E器件，建议将电流限制再10mA以下；TXS0108E的电流限制为1mA以下。

公式1：

I = V_CCA / R_A+ V_CCB / R_B

由于内部等效为上拉，如果外部做下拉，会导致V_OH电平降低，所以必须避免使用下拉电阻，如果需要下拉电阻，必须要求下拉电阻大于或等于50KΩ。

下拉电阻时其输出电压计算方法如公式2所示，Vccx为A端或者B端的电压，R_PD为外部上拉电阻。对于TXS0101, TXS0102, TXS0104E器件，内部上拉电阻为10KΩ。TXS0108E内部上拉电阻为40KΩ。

公式2：

V_OH = V_CCx × R_PD/ (R_PD+ 10KΩ)

3.2 TXB双向自动方向检测电压转换器

TXB为推挽MOS架构得电压转换器，和TXS一样双向自动方向检测电压转换器。但是该推挽CMOS结构 TXB设备不适用于开漏应用。TXB能够达到100Mbps最大数据传输速率，适用于高速信号。需要注意：A端口跟踪V_CCA，而B端口跟踪V_CCB。V_CCA的电压必须低于或等于V_CCB的电压。V_CCA可以接受介于1.65 V和3.6 V之间的任意供电电压，而V_CCB可以接受2.3 V至5.5 V的任意供电电压。这些电源轨可以在任何的1.8 V、2.5 V、3.3 V和5 V电压节点之间实现低电压双向转换。其主要的型号为：TXB0104，TXB0108。

3.2.1 TXB双向自动方向检测电压转换器工作原理

TXB中的4KΩ缓冲器和触发器（on-shot）是为了缩短上升沿和下降沿的时间。当A端输入从低电平到高变化时，T1连接的触发器触发，T1导通，T2截至，B端口输出高电平，如图10所示；当A输入从高电平到低电平变化时，与T2连接的one-shot触发，T2导通，T1截至，B端口输出低电平，如图10所示。正是4KΩ的串联电阻缓冲，如果外部添加上拉电阻或者下拉电阻，会形成带有4KΩ电阻的分频网络，这种情况会影响V_OH和V_OL电平的值。

图9 TXB系列电压转换芯片框图

图10 TXB系列电压转换芯片原理

3.2.2 TXB外部上下拉电阻设计注意事项

3.2.2.1 TXB0108上拉电阻测试

下面测量了TXB0108上拉电阻时候的输出，其跨越了从4.7KΩ 到100KΩ 的四个不同上拉电阻值范围, 用于直观感受不同上拉电阻所带来的影响。测试方法如图11所示，输入信号为1.8V，1KHz，上升和下降时间为5ns，输出电压为3.3V。

图11 TXB系列电压转换芯片上拉电阻测试

表3 TXB0108上拉电阻测试结果

如表3所示，上拉电阻会对V_OL有影响，在又没上拉的情况下，对应的TXB0108低电平为-0.007V, 而使用4.7KΩ上拉的时候为1.52V。

3.2.2.2 TXB0108下拉电阻测试

下面测量了TXB0108下拉电阻时候的输出，其跨越了从4.7KΩ 到100KΩ 的四个不同下拉电阻值范围，用于直观感受不同下拉电阻所带来的影响。测试方法如图12所示，输入信号为1.8V，1KHz，上升和下降时间为5ns，输出电压为3.3V。

图12 TXB系列电压转换芯片下拉电阻测试

表4 TXB0108下拉电阻测试结果

如表4所示，下拉电阻会对V_OH有影响，当没有下拉电阻时，对应的输出电压V_OH为3.19V；而增加4.7KΩ下拉电阻时，输出电压V_OH为1.71V。

3.2.3 TXB上下拉总结

综上3.2.2的测试结果，TXB不应使用小于50 kΩ的上拉和下拉电阻，因为内部4 kΩ缓冲器和外部电阻器会形成一个分压网络。对下拉的影响如公式3所示，R_PU为外部上拉电阻，V_CCO为输出端口处的供电电压。

公式3:

对上拉的影响如公式4所示，R_PU为外部上拉电阻，VCCO为输出端口处的供电电压。

公式4:

4. 总结

本文介绍了电压转换芯片的工作原理，并以TI的TXS和TXB系列电压转换芯片为例，总结了其设计要点，有助于工程师设计出集成度更高，棒性更好的系统方案。

参考文献

A Guide to Voltage Translation With TXB-Type Translators

A Guide to Voltage Translation With TXS-Type Translators

Effects of pullup and pulldown resistors on TXS and TXB devices (Rev. A)

TXS0108E-Q1 8-Bit Bi-directional, Level-Shifting, Voltage Translator for Open-Drain and Push-Pull Applications datasheet (Rev. C)

TXB0104-Q1 4-Bit Bidirectional Voltage-Level Translator with Automatic Direction Sensing and ±15-kV ESD Protection datasheet (Rev. B)

60GHz 毫米波雷达如何为电视和显示器提供先进的检测功能

Kevin Chen1 — Tue, 17 Oct 2023 10:03:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: IWRL6432

想想这样一个场景：每次电视开着却没有人观看。鉴于能源成本的不断上涨，如果电视能够在检测到无人观看后自行关闭，将会大有裨益。电视能够检测观看者座位的距离和方向，并利用这些信息来优化图像质量，同时还能把发出的声音对准观看者来提供出色的音频，这将大大增强观看者的体验。同理，如果显示器能检测到有人靠近并启动登录，这将会提供更快捷的服务。如果电视在播放特定节目时能检测室内人数，这将会为服务和内容的供应商提供更好的数据。如果显示器能了解用户何时离开工作区并立即自行注销，这将会加强安全流程。

60GHz 雷达传感器使上述这些功能得以实现。60GHz 雷达传感器具有更短的波长和更多数量的发射和接收天线，可以准确检测室内人员（四人或更多人数）的存在、运动和位置。毫米波雷达可提供多种功能，例如监控多个区域以确定每个区域是否有人员存在并跟踪人员的移动。

现在，器件设计和工艺技术的进步使雷达能够与片上硬件加速器、信号处理器和存储器集成，而不仅仅是提供射频前端。这种类型的架构有多种好处：总体而言，它简化了雷达在电视中的布置。此外，片上信号处理器使雷达能够在不使用外部处理器的情况下检测运动（从而节省信号路由并降低其他系统的资源要求），片上信号处理还有助于缩短与唤醒主处理器相关的延时。

使用雷达数据还可以实时提取信息，并交给机器学习算法处理，然后开发诸如运动分类等功能。将吸尘器、风扇和宠物等物体的运动与人类的运动区分开将有助于做出智能判定，并可能帮助减少错误检测的数量，从而减少对其他功能不必要的唤醒和处理。

通过精确测量距离、速度和到达角，60GHz 雷达传感器能够提供一些高级功能，例如非接触式人机界面 (HMI) 的手势识别。雷达可以识别多种手势，例如从右向左滑动（或相反），用于打开电视、更换频道以及提高或降低音量（图 1）。

图 1：使用手势切换电视频道

凭借更短的信号波长和精密测量，60GHz 雷达可以检测呼吸等细微的身体运动，从而实现呼吸频率的非接触式测量，甚至实现睡眠监测等高级功能（图 2）。

图 2：使用雷达测量呼吸频率

为了尽可能增大可视区域和屏幕尺寸（这一直是个挑战），新的电视和显示器设计正在将边框宽度向超薄尺寸发展。德州仪器 (TI) 的 IWRL6432 等 60GHz 雷达正在通过更小的器件尺寸、更低的成本以及在小区域内放置多个接收和发射天线来应对这一挑战，从而提供预期功能所需的增强性能和分辨率。由于波长较长会限制天线数量，超宽带和 24GHz 器件等其他技术无法支持这种性能水平。

毫米波雷达通常采用在封装上蚀刻天线的封装技术（也称为封装天线），从而简化了电路板设计。然而，由于设计是固定的，天线放置的灵活性会受到限制。为了解决与不同设计要求相关的挑战，IWRL6432 雷达传感器采用小型封装（可在低成本印刷电路板上蚀刻天线，见图 3），从而使您能够灵活地定制设计。

图 3：IWRL6432 的天线参考设计示例

大多数应用要求毫米波雷达始终保持开启状态以监控和检测动作，同时让产品的其余部分进入睡眠状态以节省电量。TI 设计的 IWRL6432 雷达传感器具有超低功耗，能够以低至 2mW 的功耗检测是否有人员存在。您还可以根据目标应用配置器件以尽可能降低功耗。例如，当您需要实现更高的电源效率时，可以将器件置于深度睡眠模式以实现低占空比应用。请参阅图 4，了解高度集成的雷达设计示例。

图 4：IWRL6432 的方框图

结语

技术进步使得在电视和台式显示器等消费和个人电子产品应用中应用 60GHz 雷达传感器成为可能。IWRL6432 等雷达传感器可在这些产品中实现智能检测，从而实现增强功能，包括：

用于智能决策的情景式存在和运动检测。
用于 HMI 的手势识别。
呼吸和睡眠的生命体征监测。
超低功耗监控存在和运动，同时在未使用时关闭其他产品功能。
低器件和物料清单成本、紧凑的解决方案尺寸和可配置的天线设计。

其他资源

下载以下技术白皮书：
- “雷达传感器可实现更智能的家居、城市和生活”。
- “使用毫米波雷达器件 IWRL6432 实现前沿机器学习”。
阅读应用简报“低功耗毫米波雷达解决方案使电池供电类接近感应产品实现新功能”。
订购 IWRL6432BOOST BoosterPack™ 插件模块。
了解 IWRL6432 系列雷达传感器如何用于个人电子产品。

具备简易设计、低漂移和小尺寸的集成分流器解决方案

Kevin Chen1 — Wed, 11 Oct 2023 03:41:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: INA700, INA780B

在自动化、便捷性和可持续性需求的推动下，电气化的进步需要更多的传感器、电力电子设备和处理器来可靠、准确地感知周围环境并做出反应。不断寻找如何缩小解决方案的尺寸、优化和监测功耗的方法并非易事。

20 年来，我们的工程师一直在开发电流检测放大器和数字功率监测器，旨在帮助您找到测量系统运行状况和监测功耗的方法，保护系统免受过流情况的影响，并执行动态测量来调整控制回路，从而提高效率。

虽然集成分流器产品并不算新鲜事物，但其新奇之处在于能够将简便性、低漂移、小尺寸和低成本等优势结合到一起。TI EZShunt™ 技术无需使用外部分流电阻器，而是将封装中的引线框用作分流器（如图 1 所示）。EZShunt 产品使用温度补偿算法补偿了传统铜引线框的漂移（可高达 3,600ppm/°C）。标准分流电阻器的漂移范围为 50ppm/°C 至175ppm/°C，相比之下，EZShunt 产品可以实现低至 25ppm/°C 的总解决方案漂移。

图 1：演示封装引线框如何用作分流器的芯片渲染图

数字 EZShunt 产品可大幅减小设计尺寸。举例来说，与类似的晶圆级封装数字功率监测器外加 1206 分流器相比，INA700 数字功率监测器可将元件面积尺寸减小 84%。

此外，数字 EZShunt 产品提供电流、功率、能量、电荷、总线电压和温度等多模式检测，可减轻微控制器 (MCU) 的负担。在芯片中执行这些计算可以防止 MCU 在这些任务上花费不必要的时钟周期。另外还有用于报告诊断或指示模数转换何时完成的警报引脚，可减少 MCU 连续轮询产品来提取结果的需求。

对于高电压和载流能力，6mm x 6mm Quad Flat No-Lead 封装（封装标识符为 DEK）能够在 25°C 下承载 75A_DC 电流（如图 2 所示）。INA780A、INA780B 和 INA781 数字功率监测器具有高达 85V 的共模电压能力。

图 2：DEK 封装的持续电流能力（INA780A、INA780B、INA781）

EZShunt 产品还消除了开尔文连接的布局复杂性（如图 3 所示），因为它们要么将分流器从内部连接到输入，要么在外部引脚上诠释分流器的开尔文连接。

图 3：展示了开尔文连接引脚 SH+ 和 SH– 的 INA780 方框图

TI 新型 EZShunt 技术将简易性、低成本、低漂移和小尺寸等优势融入到电流检测领域，该领域正随着许多细分市场的进展而不断扩展。该产品系列覆盖广泛的电压、电流、输出类型（模拟和数字）和精度范围，有助于满足优化满标量程或降低功耗等各类设计需求。

其他资源

探索 TI 分流器技术的奥秘。
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简化电动汽车充电器和光伏逆变器的高压电流检测

Kevin Chen1 — Thu, 28 Sep 2023 04:23:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TMCS1123, INA241A, DRV401

在任何电气系统中，电流都是一个至关重要的参数。电动汽车 (EV) 充电系统和太阳能系统都需要检测电流的大小，以便控制和监测功率转换、充电和放电。电流传感器通过监测分流电阻器上的压降或导体中电流产生的磁场来测量电流。

金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET) 控制方案使用电流信息来控制光伏逆变器操作，或者检测交流输出或输出上的电流，以保护元件免受过流或故障事件的影响。电流传感器有多种不同类型可供选择，每种技术都各有优缺点。对于特定的应用，最适合的电流传感器类型取决于多个因素，包括系统的功率等级、预期的精度和成本。本文将探讨何种器件适合在电动汽车充电器和光伏逆变器中检测电流。

电动汽车充电器中的电流检测

在电动汽车充电器中，电流传感器用于测量输入交流电源、直流/直流转换器和输出电源等位置的电流，以确认充电器是否正确地将交流电输送到电动汽车的车载充电器系统，或者将直流电直接输送到电池。如今，400V 电池正在朝着 800V 甚至更高电压的方向发展，以实现更大功率和快速充电。

在 1 级和 2 级充电器中，充电器将交流电输送到电动汽车的车载充电器，车载充电器又会将输入的交流电转换为更合适的电压和电流电平，以便为电动汽车电池充电。在家用 1 级和 2 级充电器中，电流检测通常不需要非常高的精度，因为没有对用户进行计费。不过，电流信息使用户可以通过应用或充电器上的用户界面来大致了解电流和功耗情况。图 1 展示了停车场中的两个 2 级电动汽车充电器和两辆正在充电的电动汽车。

图 1：电动汽车充电器

在 3 级电动汽车充电器中，充电基础设施会将交流电转换为直流电，以便直接向电池快速输送直流电，从而绕过传统的车载充电器并在充电站实现超快速电动汽车充电。电动汽车充电器和电池的功率容量提升有助于满足快速充电和增加续航里程的需求。电流检测可以帮助控制充电过程，确保以最佳的方式安全地为电池充电，从而延长电动汽车和电池系统的使用寿命。

在 3 级充电器中，开关信号的频率为 50kHz 至 100kHz，因此需要至少 250kHz 的电流传感器，才能获得适当的测量数据。另外，传播延迟也非常重要，因为电流传感器需要能够在信号切换时迅速地响应变化。德州仪器 (TI) 的TMCS1123 等器件未经校准时，整个温度和寿命范围内的最大误差为 ±1.75%，经过单点校准后，整个温度和寿命范围内的误差降至 ±1.00%。

由于 TMCS1123 在电流信息方面具有高精度和高速度，这些精度和速度规格使系统工程师能够从隔离式直流/直流转换器中去除直流阻断电容器，从而帮助系统工程师在设计 3 级充电器时节省成本。

光伏逆变器中的电流检测

在光伏逆变器系统中，电流传感器用于测量多种配置中的电流，例如逆变器的交流和直流输入、直流/直流升压、直流/直流转换器和电网输出，从而帮助监测和控制功率转换过程。住宅光伏逆变器中会对各个电源轨进行电流检测，其中电源轨的电压电平可能高达 1,000VDC，但光伏输入端的电压通常约为 500V 至 600VDC，而电网输入和输出则高达 400VAC。电流检测功能可以帮助优化光伏逆变器系统，确保电网输出上输送的功率水平和频率可靠且适当，使得所有负载都处于其安全工作区 (SOA) 内。

光伏逆变器中的开关信号与电动汽车充电器中的开关信号相似，频率介于 50kHz 至 100kHz 之间。此外，还可以将电流传感器用于诊断目的，例如监测太阳能电池板是否存在可能表明连接松动或电池板损坏的故障。TMCS1123 提供 ±1,100VDC 的增强型工作电压，非常适合用于大多数串式逆变器。图 2 展示了几个单相串式逆变器中使用的电流和电压检测示例并以红框标出了相应电路部分。

图 2：光伏逆变器中典型逆变器的方框图

电流检测设计考虑因素

下面我们来了解为电动汽车充电系统和光伏逆变器系统选择电流传感器时的一些主要考虑因素：

额定功率。电流传感器（无论是基于磁体、基于分流器还是其他技术）必须能够处理系统的工作电流和电压水平。设计人员必须根据系统的输入选择合适的技术，以确保电流可以在系统的整个寿命内不间断地流入系统。
精度。电流传感器必须足够精确，以提供预期的控制和监测功能，确保系统能够在 SOA 内按预期运行。高精度有助于保持高效率水平，同时减少元件数量，以及因嘈杂的开关系统而可能注入电网的任何谐波。
带宽。在开关系统中，速度是一个重要参数。TMCS1123 提供 250kHz 的信号带宽和 600ns 的传播延迟，这为系统提供了足够的速度来进行适当的测量。TI 还在开发更多具有类似机械尺寸的高速器件。我们观察到，在我们的器件中，随着带宽增加，传播延迟会减小。
成本。在选择电流传感器时，必须权衡考虑传感器的成本及其提供的优势。一体式封装的霍尔效应电流传感器通常限制为只能检测特定范围内的电流，而基于分流器的系统则更加灵活，因为您可以根据系统参数来选择分流电阻值。

基于分流器的电流检测技术

在电动汽车充电系统、光伏逆变器系统以及其他需要电流检测的系统中，最常见的电流检测技术是霍尔效应电流传感器和基于分流器的电流传感器。

与霍尔效应电流传感器相比，基于分流器的电流传感器通常在整个电流范围内精度更高。使用稳定的放大器技术或模数转换器 (ADC) 和精密分流电阻器时，基于分流器的电流传感器可以在整个电流测量范围、工作温度范围以及使用寿命内实现误差不到 1% 的精度。基于分流器的解决方案可能非常简单，可以是一个运算放大器、一个专门设计的电流检测放大器（比如 TI 的 INA241A）、一个用于较高电压的隔离式放大器（比如 TI 的 AMCS1300B）或者具有数字输出的 Σ-Δ 调制器（比如 TI 的 AMCS1306）。这类放大器通常用于监测分流电阻器上的压降并提供比例电压输出。每种解决方案在工作电压、失调电压、漂移、带宽和易用性方面均有所不同。与一体式封装的霍尔效应解决方案非常类似，基于分流器的传感器也属于存在电阻的侵入性技术，功耗也是整体设计中需要考虑的一个因素。

霍尔效应电流检测技术

一体式封装的霍尔效应电流传感器在高压系统中很受欢迎，因为它们提供了增强型隔离或双重隔离。不过，霍尔效应电流传感器会在整个温度和生命周期内发生漂移，这一点让它获得的评价不高。TI 将 TMCS1123 的漂移误差大幅降低至 ±0.5%。该器件具有差分霍尔效应感应功能，能够显著减少磁场干扰或串扰，并且还提供了过流检测、精密电压基准和传感器报警等其他功能；请参阅图 3。使用一体式封装解决方案时，电流通过引线框在封装内流动，这会带来引线框电阻和芯片散热限制，进而会限制器件能够处理的电流大小。TMCS1123 器件产品系列能够在 25°C 时测量 75A_rms的电流。

图 3：TMCS1123 方框图

其他解决方案包括环境霍尔效应传感器或磁通门传感器（比如 TI 的 DRV401），这些传感器可能需要不同类型的磁芯、屏蔽或机械设计才能正常工作，而且制造或使用过程中的器件或电路板移动可能会导致位移误差，进而有可能改变测量精度。

高压应用中存在多个设计挑战，使得系统更难设计且成本更高。借助 TI 的产品系列和资源，您能够以适当的价格快速解决各种设计问题，从而使技术进步能够惠及大众，对我们的生活产生更大的影响。

使用霍尔效应电流传感器简化高压电流检测

Kevin Chen1 — Fri, 22 Sep 2023 04:04:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TMCS1123

在电动汽车(EV)充电系统和光伏逆变器系统中，电流传感器通过监测分流电阻器上的压降或导体中电流产生的磁场来测量电流。这些高压系统使用电流信息控制和监测电源转换、充电和放电。

霍尔效应电流传感器和基于分流器的电流传感器是最常见的电流检测技术。然而，迄今为止，在高压应用中使用霍尔效应传感器一直存在问题。本文将探讨选择每种拓扑时需要考虑的因素，并重点介绍在高压应用中使用霍尔效应电流传感器来简化电流检测这一创新技术。

基于分流器的电流检测与基于霍尔效应的电流检测

与霍尔效应电流传感器相比，基于分流器的电流传感器通常在整个电流范围内精度更高。通过使用稳定的放大器技术或精密模数转换器 (ADC) 和精密分流电阻器，工程师可以在整个电流测量范围、工作温度范围以及生命周期内实现漂移低于 1% 的高精度。基于分流器的传感器常用于汽车牵引逆变器、伺服驱动器以及 EV 充电基础设施应用。

放大器和精密 ADC 通常用来监测分流电阻器上的压降并提供比例输出。每种电流检测解决方案在工作电压、失调电压、漂移、带宽和易用性方面均有所不同。基于分流器的系统存在一些限制因素——由于器件的架构，这类系统通常具有较大的传播延迟，而且会增加设计复杂性，例如在高侧电源和低侧电源方面。另外，使用基于分流器的器件时，需要仔细考虑各种分流电阻器参数和功耗。

而与基于分流器的解决方案相比，一体式封装的霍尔效应电流传感器具有更高的性价比，传播延迟更小，并且更容易设计到系统中。采用一体式封装的解决方案时，电流通过引线框流过封装，因此无需精密电阻器，从而降低了成本并缩减了物料清单。另外，还无需高侧和低侧两个电源——您可以使用一个低侧电源来为霍尔效应传感器供电，从而进一步降低设计复杂性。

使用霍尔效应传感器创新技术简化高压电流检测

尽管霍尔效应电流传感器提供了诸多优势，但由于其在温度范围内和生命周期内存在较大的漂移，因此大多数设计人员不会考虑将其用于高压系统。由于电气和隔离衰减，霍尔效应电流传感器在其生命周期内存在很大的漂移。

为了克服这些缺点，德州仪器研发出了一种解决方案，可将霍尔效应电流传器 TMCS1123 在生命周期内的灵敏度漂移误差大幅降低至 ±0.5%，从而使工程师能够设计出在整个系统生命周期内需要更少校准或维护的高压系统。我们还将整个生命周期和温度范围内的总最大灵敏度误差降低至 ±1.75%，这有助于提高效率并减少成本高昂的系统校准工作。另外，TMCS1123 具有差分霍尔效应感应功能，能够显著减少磁场干扰或串扰，并且还提供了过流检测、精密电压基准和传感器报警等其他功能。请参阅图 1。

图 1：TMCS1123 方框图

TMCS1123 还解决了霍尔效应传感器的一些其他常见限制，例如引线框电阻和芯片散热限制，这些会限制器件能够处理的电流大小。TMCS1123 能够在 25°C 条件下检测 75A_RMS 的电流，并在整个温度范围和生命周期内，无需校准即可实现 ±1.75% 的灵敏度误差，因此能够在系统的生命周期内保持高精度。

电流检测设计考虑因素

下面列举了几个为系统选择电流传感器时的一些主要考虑因素。首先，精度是一项重要的考虑因素，应当作为首要定义的参数之一来确定可行的技术。其次，功率等级对于上述所有技术都至关重要。系统的电压和电流水平必须在器件规定的参数范围内，以确保安全高效地运行。为了灵敏地控制开关系统，例如太阳能系统中的隔离式直流/直流转换器，必须考虑带宽和速度。设计复杂性也是需要考虑的一项重要因素。因为无需额外的电源或元件，霍尔效应电流传感器使用简单，能够在器件允许范围内的所有电压电平条件下工作。

结语

EV 充电器和光伏逆变器等高压系统中日益需要高度精确的电流测量，而高压应用中存在一些设计挑战，使得系统的设计变得更加复杂，成本也更高。现在，借助 TMCS1123 等电流检测器件，您可以在 EV 充电器等高压应用中精确地检测电流，同时降低设计复杂性，并以更合理的价格迅速解决各种设计问题。

AFE8092帧同步特性简析

Annie Liu — Mon, 03 Jul 2023 03:39:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: AFE8092

作者：Jason Ren

TI Transceiver芯片是高集成度，高性能的射频收发器芯片。产品族内产品架构种类丰富。在产品架构方面，包括了以AFE77xx系列为代表的零中频架构收发信机，以AFE80xx, AFE79xx，AFE76xx系列为代表的射频直采架构收发信机。在产品通道数方面，支持最低2T2R1F，4T4R2F到8T8R2F的通道数。同时，也支持大部分射频控制功能，如AC校正，PAP保护以及AGC控制功能。本篇blog会简单介绍AFE8092的AGC功能中涉及的帧同步特性，指导用户针对射频系统要求进行参数指标设计。

AFE8092是TI 基于射频直采架构的收发信机，由于其大带宽，高性能射频指标，高灵活度的优势广泛应用在基站射频板上。其框图如下所示。其中，每个发射链路包含最高12Gsps采样率的DAC，最高支持到800MHz的带宽，40dB动态范围0.125dB增益步进（0.125dB由数字部分提供）的DSA用于进行链路增益调整。其数字部分包括信号链路上的DDC/DUC，灵活适应用户的多频段应用场景，也包括数字PAP功能方便用户进行系统鲁棒性设计。

每个接收链路包括最大采样率4Gsps的ADC，最高支持400Mhz的带宽，31dB步进的DSA用于进行链路增益控制。其数字部分和发射链路类似，同时也集成了AGC(Automatic Gain Control)控制功能。

图1 AFE8092内部模块架构框图

在基站射频系统应用中，由于UE用户接入的随机性，接收机收到的射频信号功率具有着时变特性，而基于射频接收机动态灵敏度考虑，接收机需要根据基站收到的信号功率大小针对信号链路的增益进行实时更新，因此AFE8092集成了AGC控制功能在系统中实现闭环增益控制功能。AFE8092的AGC控制框图如下所示.AFE8092的AGC控制逻辑为基于器件RX链路上的射频功率检测器的回读结果进行动态的DSA挡位调节。

图2 AFE8092 接收链路AGC模块示意图

可以看到，在传统的AGC调整行为模式中，AGC控制器收到的信息只有射频功率检测器信息，只对外部信号功率负责，不对射频无线帧负责。但是在TDD应用场景中，存在着无线帧的概念。如下图所示， D时隙内TX打开，U时隙内RX打开，S时隙内TX/RX按照特定比例时间打开。可以看到，从D切换到S时，存在着RX从关闭到打开的情况，从U切换到D时，存在着RX从打开到关闭的情况。这种控制模式在某些场景下存在着两点问题：(1)单个上行时隙中间位置，用户不想要触发AGC; (2)在U时隙开始时可能存在的大信号是用户想要忽略掉，不想要计入AGC事件中去的。因此，TI基于此需求在AFE8092中集成了我们所说的帧同步功能。

图3 无线帧时隙示意图

帧同步功能的核心是在单个上行时隙内冻结DSA，在下次出现RX打开动作(RX_EN)时再进行DSA调整。同时，计数器和调整DSA的动作都需要和RX_EN进行时延上的联动。共有两种和系统联动的配置模式：AGC功率统计窗长在单个RX时隙内和AGC功率统计窗长跨RX时隙。

如图3所示为AGC功率统计窗长（图中红色方框为功率统计窗）在单个RX时隙内的行为模式示意图，时间流动方向为从左到右，一次完整的AGC调整周期按照图中标注的步骤顺次执行。下面一一进行解释：

RX_EN信号来临，RX通道开启
RX_EN信号来临后，一段时间(windowOffsetPeriod，用户可配参数)内AGC的功率统计计数器和DSA不做任何动作。
经历过windowOffsetPeriod后，会有两个动作：

如果上一周期内的AGC触发了控制动作，则DSA按照AGC控制逻辑调整到预期值
AGC触发门限动作：功率统计计数器清零并重新计数

经过一段时间(windowPeriod，用户可配参数)后，计数器被freeze同时DSA不做任何动作
进入下一个帧同步周期

图4 AGC功率统计窗长<TDD Slot

如图4所示为AGC功率统计窗长（图中红色方框为功率统计窗）跨越单个RX时隙的行为模式示意图。与图4的例子有些类似，区别主要是图5的例子中，在RX_EN重新拉低后，RX的计数器不会复位直至WindowPeriod结束。在WindowPeriod跨越多个RX_EN的情况下，AGC会统计多个上行时隙的功率并进行DSA动作判决。

图5 AGC功率统计窗长>TDD Slot

D类功放“爆破音”机理与抑制措施浅析

Cherry Zhou — Mon, 12 Jun 2023 09:27:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TAS6424E-Q1

作者：Imelda Zhang

随着电动汽车的发展，车载音响系统的信道的数量和输出功率均在逐步上升。在影音娱乐系统中，高通道数量和高输出功率的音响系统，可以产生更大的音压和动态范围，包裹感空间感更强，进而实现剧场效果的360度立体环绕声。除车载娱乐外，车载音响系统还具备许多功能。电动汽车相比传统内燃机汽车安静，为保护行人减少事故发生，所有新型电动车需要有一个发出适当声音的声学车辆报警系统（AVAS）。另外，在紧急呼叫（Ecall）系统中，音响系统可以通过触发防撞提示和车辆偏离警告，让驾驶员和紧急调度员取得联系。音响系统中包含许多部分，除喇叭外，还有功率放大器、 ADC、Codec等等。其中，D类功率放大器以高输出功率，高效率，小体积等优点，在车载音响领域异军突起。

图1. 座舱音响系统喇叭分布图

在数字D类功放刚上电或功放播放状态切换时，人耳偶尔会听到“嘣”的声音，我们把这个爆破的声音称为pop noise。数字功放pop noise 出现的原因有很多，本文主要分析pop noise出现原因，并提供相应解决方法。

1）电容充放电

图2.单端功放结构示意图

图2所示为单端输入功放，A1是比较放大器，用于设置增益，增强输入信号的负载能力。A2输出同A1输出完全反向。Modulator用于信号调制，将输入的模拟信号与三角波比较，生成PWM波驱动外围MOS。比较放大器A1的一端直连参考电压Vref，另一端通过R_IN、C_IN连接输入音频信号。在系统上电时，Vref立刻上升到参考电压值，而A1的另一端则需要通过给R_IN、C_IN充电，在经一段时间后才能上升到参考电压值。A1两端的电压差经放大后，输出产生pop noise。该场景下可通过降低输入电容值，如换成1uf或0.47uf来实现降低 pop noise。

对于差分功放而言，如果P端和N端的输出外围硬件电路不匹配或者输入外围硬件电路不匹配，功放两端输入信号建立时间会不一样，该差分信号差也会输入功放并形成pop音。如下图所示，若A1两端电压上升速度一致，pop noise为0。5ns的信号建立时间差即可产生人耳可听到的pop音。

图3 不同充电速度下的POP Noise

如图4所示，VR_ANA的电压由AVDD经LDO转换而来，这会导致VR_ANA的电压比AVDD上升慢。此处通过把AVDD 3.3V电阻分压得到 1.5V ，在 VR_ANA 上放置一预偏置电压，确保VR_ANA 与 3.3V 同时上升，进而降低pop noise。其中，电容器用于消除 3.3V 的噪声。

图4. POP noise 抑制电路

2）PWM启停

在系统掉电或上电，功放播放状态切换，或输入音源切换时，PWM会产生启停，进而产生瞬态的POP音。如下图所示，在连续PWM动作时，开关频率及其附近的镜像频率都可以顺利的被LC滤波器滤除。而在PWM启停时，开关频率及其奇次谐波会延伸到人耳可听的20-2kHz范围内。该开关频率低于LC滤波器的截止频率，不能被滤除进而产生pop音。

图5. 连续PWM及PWM启动的时频域图

对于BTL结构的功放在进行AD调制时，PWM开启第一个Duty cycle，如果A-side拉低，Bootstrap 电容可以顺利充电，但B-side在此时拉高，这使得Bootstrap电容充电失败。Bootstrap电容提供N MOSFET的充电电压，如Bootstrap电容充电失败，则B-side 第一个PWM不能正常输出。A-side和B-side的不平衡输出会产生明显的POP音。 TI针对该类pop noise进行了优化，在AD和BD调制中，都使得第一个PWM为低，进而消除Clock fault。

图6 AD调制PWM开启示意图

3）上下电顺序错误

音频系统有严格的上下电顺序。通常功放的供电电压会比SOC的供电电压高，也比SOC电压建立时间早。为避免pop noise在SOC上电及功放上电时发生，要保持功放为Hi-zi/standby状态，且待功放充分充电后(20ms)，再开启PWM波，输入音源。同理在功放断电时，为避免掉电速度不一致，我们需要Mute 并将Standby引脚拉低15ms后再进行掉电。TI 的PurePath Digital 具有优化后的启动序列，这使得可听音频带的pop音尽可能小。

4）PVDD电压/Gain值急速抬升

PVDD电压急剧上升或Gain值急速抬升均会导致pop noise 出现。在进行原理图绘制时，需要将Cstart软启动电容设置在合理的范围内，防止PVDD急速上升。此外，针对某些功放在开机第一次POP noise出现后，还出现了第二次pop noise。这是因为功放在上电后，增益值会以一定步长爬升到设定增益，如果步长设定值过大，会导致pop noise的出现。

5）Hizi-play 状态切换Clock Fault

如果喇叭不仅仅在开机或者状态转换时出现pop 音，而是当功放从Hi-zi切换到play时，连续出现POP noise，此时应当检查是否出现Clock Fault。硬件工程师可以断开SOC的IIC控制，并将IIC通过USB转接板连接到PPC3进行Clock Fault检验。

若此时出现Clock Fault 应检查输入音频信号I2S/TDM是否满足数据手册的要求（见数据手册Electrical Characteristics 中Serial Audio Port）。此外，数据手册中还有其他特殊情况的说明，以TAS6424L/M-Q1系列为例，如果客户将SCLK和MCLK连接到一起，FSYNC需要为2 MCLK以上。若SOC为高通8155系列，FYSNC输出共有3个选项：第一是2MCLK ，第二是50% duty cycle ，第三为1 slot，我们可以选择后两项作为FSYNC输入。

德州仪器TAS6424E-Q1是一款采用2.1MHz开关频率的四通道数字输入D类音频放大器。在成本方面，该芯片工作频率为2.1MHz，这使得芯片可以使用体积更小，成本更低的LC滤波器，进而实现整体成本优化。在提高开关频率的同时， TI TAS6424E-Q1芯片通过展频及PWM序列优化具备良好的EMI表现。另外，该芯片集成了AC、DC故障诊断，可实现负载短路到电源、负载短路到地、负载开路、负载短路等故障诊断，并实现高精度的负载阻抗和相位测量。此外，TAS6424E-Q1芯片中集成了上电启动序列优化及第一个PWM为低等抑制pop 音的解决方案，实现了良好的用户听音感受。除低pop noise外，该芯片的Burr-Brown音频架构和增加的内部音频环路带宽也可提供出色的音质，带来良好的用户体验。

TCAN4550发送延时补偿TDC 和二次采样点SSP配置说明

Cherry Zhou — Mon, 12 Jun 2023 09:14:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TCAN4551-Q1, TCAN4550, TCAN4550-Q1

作者：Scarlett Cao

关键物料： TCAN4550, TCAN4551, TCAN4550-Q1, TCAN4551-Q1

随着汽车电子和工业的蓬勃发展， CAN总线上的设备数量和数据吞吐量都大大提升。为了满足更高带宽和数据的吞吐量，CAN FD应运而生。CAN FD的延迟时间更短，具有更好的实时性能和更高的带宽，可以显著提升数据传输的效率。

越来越多的应用需要支持CAN FD通讯，然而很多主控芯片的CAN 控制器模块尚未支持CAN FD。TI的TCAN4550（-Q1）及TCAN4551（-Q1）产品集成了SPI转CAN的CAN控制器和CAN 收发器，并支持CAN FD功能，可以帮助开发者在现有平台的基础上迅速拓展CAN FD通讯功能。

为什么CAN FD通讯要开启收发送延时补偿TDC

传统CAN最大传输速率1Mbps，CAN-FD采用两种位速率，BRS到ACK中间（数据传输段）为可变速率，速率最高为8Mbps，其余部分（仲裁段和数据控制段）为原CAN总线用的速率，最高1Mbps。针对不同的速率有相应的时间定义寄存器。

CAN 控制器要经过CAN 收发器将信号发往CAN总线，再经过收发器反馈总线信号。而CAN协议规定，发送方发送位时，需要检测接收到的位与发送的位是否一致，否则会产生位错误帧。对于传统CAN 来说，因为其最高波特率位1Mbps，位宽只有1us，所以大部分情况下传输的延迟不会超过位宽的一次采样点Sample Point SP (通过TSEG1设置) ，见图1。

图1 发送延时对传统CAN 位校验的影响

传输延迟受收发器环路延迟、传输距离和传输线缆带来的硬件延时影响。CAN FD的数据段具有比传统CAN更高的波特率，位宽也更小。因此传输延时对CAN FD的采样准确性的影响就比较大了，在一次采样点采样容易产生位错误，如图2所示。

图2 发送延时对CAN FD 位校验的影响

在汽车应用中，受限于车辆线缆布局的限制，难免会有长距离布线的要求。而因为传输延迟无法避免，所以在CAN FD通讯中引入了发送延时补偿Transmitter Delay Compensation (TDC)和二次采样点 Secondary Sample Point (SSP)的机制，将发送的数据与二次采样点时刻接收到的数据进行比较，从而保证发送与接受的位可以更好地匹配。在采用CAN FD时，建议启动此功能。

如何在TCAN4550 配置TDC 和SSP

1. 首先，需要配置CC Control 寄存器的configuration change enable (CCE) 位, 才能写保护寄存器，并将TCAN4550的Date Bit Timing and Prescaler (DBTP)寄存器中配置使能TDC功能。

2. 使能了TDC之后，芯片会在CAN FD帧发送FD Format (FDF) 位的下降沿开始计算传输延时，直到RX收到这一位。

图3 延时补偿和二次采样点图示

3. 二次采样点的偏置位置称为Transmitter Delay Compensation SSP Offset (TDCO)，建议配置成与DBTP寄存器DTSEG1相同的值，通常建议采样点在80%的位置。确定采样点是否需要调整的方法如下：

通过监控发送和接受的错误计数（ TEC Transmitter Error Counter和REC Receiver Error Counter）来判断采样位置是否合适；
通过示波器来监控CANH 和CANL的信号，判断是否有较久的振铃时间（通常出现于长的线缆）需要通过更晚的采样点来规避；
对一次采样点SP来说，可以通过增加DTSEG1/DTSEG2推迟采样点，对二次采样点SSP来说，可以通过增加偏置位置TDCO推迟二次采样点。

4. 芯片会自动根据测量到的延时时间和配置的TDCO偏置值，计算发送延时补偿后的二次测量点位置Transmitter Delay Compensation Value (TDCV)。TDCV= delay+ TDCO。

5. 为了避免在收到的FDF位中出现干扰，导致延时计算被显性边缘误触发提前结束，从而出现二次采样点的位置非预期的提前，用户可以通过TDCF（Transmitter delay compensation filter window length）配置一个最短的滤波窗口时间为最小的SSP位置。通常，对于delay时间范围未知的系统，建议设定TDCF=TDCO,以使得二次采样点的位置通过TDCV设定。对于delay已知的系统，建议将TDCF设置为小于并接近TDCV的值。

6. 当计算的TDCV<TDCF时，二次采样点SSP为TDCF设定值。当TDCV>TDCF时，二次采样点为TDCV计算结果。

图4 延时补偿和二次采样点对CAN FD 位校验的影响

需要特别注意的是上述计算的单位，传输延时补偿寄存器都是基于minimum time quantum (mtq) 即最小时间量做计算的，一般为CAN时钟的一个时钟周期。TDCO和TDCF的单位为mtq，自动测量的延时时间的分辨率也为一个mtq。

tq为mtq的整数倍，Nominal Bit Timing and Prescaler (NBTP) 和Data Bit Timing and Prescaler (DBTP) 寄存器是以tq为单位，相应的Prescaler系数决定了一个tq为多少倍的mtq。所以在配置TDCO与DTSEG1相同时，需要注意这个单位的转换。如果DBRP=1, 1tq=1mtq。如果DBRP=2, 1tq= 2mtq。DTSEG1的单位为tq，且由于它的值是从1开始的，所以其配置值比实际值大1。

参考文档：

BOSCH M_CAN Controller Area Network User’s Manuel mcan_users_manual_v330.pdf (bosch-semiconductors.com)

工业变频器的电磁兼容标准须知

Cherry Zhou — Mon, 12 Jun 2023 09:07:00 GMT

作者：Martin Staebler

工业变频器和伺服驱动器的设计工程师需要了解电磁兼容 (EMC) 抗扰度与电磁发射 (EMI)，以及隔离安全要求。你知道你设计的产品的法规需求吗？每个终端产品设计都必须满足相应的标准，以确保产品在所需的终端设备类别和环境中使用合规且安全。

国际电工委员会 (IEC) 发布的关于变速驱动系统的相应终端设备标准包括针对 EMC 和 EMI 的 IEC 61800-3 以及针对系统安全要求 (包括隔离) 的 IEC 61800-5-1。IEC 61800-3 标准中指定的 EMC 和 EMI 要求取决于变频器所属的类别。类别范围从C1到C4，且规定了变频器的最高额定电压和可以安装使用的环境。变频器的最高额定电压可以小于1000V，也可以大于1000V。分以下两种环境：

第一种环境是指在由公共电网供电的房屋或办公楼等住宅楼宇中使用变频器。而第二个环境是指在由专用变压器供电的工业区域中使用的要求，该变压器提供 480V、560V 或 690VAC 等三相电压。在这篇博文中，我将重点介绍第 2 类 (C2) 和第 3 类 (C3)，并指导您观看相应的培训视频系列。

C2类变频器的额定电压在1000V以下，适合在第一类环境中使用，但不能插拔，也不能由专业人员移动和安装。 C3类变频器的额定电压也低于 1000V，但仅限于在第二类环境中使用。

半导体在器件级别也有自己特定的 EMC 要求和隔离等级。表 1 中显示了一些示例。

参数	标准
EMC抗扰度 (比如静电放电ESD)	人体模型 (HBM) 充电设备模型 (CDM) IEC 61000-4-2
光型隔离	IEC 60747-5-5 (VDE* 0884-5-5)
增强型电容型或者磁型隔离	VDE 0884-10/VDE 0884-11 (新标准是IEC 60747-17)
*Verband der Elektrotechnik Elektronik Informationstechnik e.V (VDE 德语缩写)

表1 半导体器件级别标准

工业变频器是如何对应EMC 抗扰度、EMI 和隔离要求的？相应的测试是什么样的？图 1 显示了一个工业变频器的简化架构，它被划分为各种子系统，并在机柜外提供可访问的接口和连接器。浪涌 (Surge) ，电快速瞬变 (EFT) 或者静电放电 (ESD) 等 EMC 抗扰度测试干扰信号施加于每个子系统的接口连接器。具有可访问接口或连接器的典型子系统包括通信接口，用户输入和输出 (I/O) 接口，位置反馈接口，动力线接口和交流电源输入。

图1. 工业变频器EMC 抗扰度测试信号示例

EMC 抗扰度

让我们看看 EMC 抗扰度要求和测试方法。 IEC 61800-3 规定了干扰电压等级和测试通过判据等 EMC 抗扰度要求，并参考了 IEC 61000-4-x 标准，该标准描述了 ESD、EFT 和Surge的测试方法和测试平台搭建。第二种环境的 EMC 抗扰度要求较高，而第一种环境的 EMC 抗扰度要求较低。因此，我们关注第二环境。图 2 显示了针对第二种环境的 IEC 61800-3 EMC 抗扰度要求的摘录。

图2. 第二种环境中IEC 61800-3 的EMC抗扰度要求

每个端口都需要通过特定的过电压干扰，如 IEC 61000-4-4 标准中针对 +/- 2kV 电压等级的快速瞬变脉冲群 (EFT) 所规定的。

我们如何验证变频器是否通过了测试？因此，如图 2 所示的性能验收标准是验证终端设备相关 EMC 测试的一个非常重要的依据。

判据A 规定在 EMC 测试期间或之后不得影响变频器正常工作性能。

判据B 规定临时性能下降仅在 EMC 测试期间是可接受的。在EMC 测试之后，变频器必须在没有任何人工干预的情况下恢复并以正常工作性能运行。

判据C规定在测试期间暂时的功能或性能损失是可以接受的，并允许手动干预，如重新上下电或硬件复位重置来恢复正常运行状态。

与通常根据判据C 进行验证的大多数半导体不同，终端设备必须至少满足判据 B 或 A，其中 A 规定了系统即使在 EMC 测试期间也必须保持指定的性能。对于许多供应商而言，IEC61000-4-4 定义的快速瞬变脉冲群 (EFT) 抗扰度实验是证明工业变频器稳健性的最重要的 EMC 抗扰度测试。这是因为通过逆变器 PWM 开关电压耦合到电缆或印刷电路板的脉冲噪声对变频器性能的影响与快速瞬变脉冲群 (EFT) 相似。

您如何设计符合 EMC 标准的子系统？ TI 工业变频器参考设计旨在满足工业变频器的 EMC 抗扰度要求。例如，绝对式编码器的通用数字接口参考设计为四线和两线编码器设计了符合 EMC 标准的 RS-485 接口。该参考设计符合 IEC 61800-3 要求，通过了比标准定义高出两倍的所需测试电压。

要详细了解 EMC 抗扰度要求、测试平台搭建以及有关如何基于位置编码器参考设计来设计符合工业IEC EMC 标准的硬件的指导，请观看培训视频系列的第 2 节和第 3 节。

EMI 电磁发射

IEC 618000-3 还规定了变频器的电磁对外发射要求，并参考标准 CISPR 11 A 类和等效的欧洲标准 EN 55011 A 类标准进行特定测试平台搭建。 CISPR 是 Comité International Spécial des Perturbations Radioélectriques 的简称。辐射发射是在 30MHz 至 1GHz 的频带内测量的。对于属于 IEC61000-3 类别 2 或 3 的工业设备，需要满足准峰值限值以分贝（微伏每米）为单位的电场强度，如表 3 所示。

测试频率 MHz	2类设备在10米测试条件下的准峰值限值电场强度 dB (µV/m)
30 ≤ f ≤ 230	40
230 ≤ f ≤ 1000	47

表3. 30MHz到1000MHz频带下的辐射发射限值 (参考 IEC-61800-3, Table 15)

符合 EMI/EMC 标准的工业温度双网口千兆以太网 PHY 参考设计，这个设计是通过 IEC 61800-3 EMC 抗扰度要求并低于 EN 55011/CISPR 11 A 类辐射发射限值要求 4.3dB 的一个很好的例子。

要了解有关 EMI，测试平台搭建以及如何设计符合工业 EMC 和 EMI 标准的硬件的更多信息，请观看培训视频系列的第 4 部分。

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推动电气化发展的 4 大电流检测设计趋势

Kevin Chen1 — Tue, 06 Jun 2023 03:41:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TMCS1100, INA301, INA228, INA226, INA232, INA253

在所有描述世界日益电气化的流行语中，有一个词十分亮眼：电流检测。如果电流检测技术不可靠、不准确且难以用于设计，那么在太阳能电池阵列、电动汽车 (EV) 充电站或机器人领域令人耳熟能详的创新几乎都不可能实现。

本文将介绍随着电气化应用发展而出现的四大设计趋势，以及用于提高系统电压、增强系统保护、实现遥测监测和缩减外形尺寸的电流检测技术。总的来说，电流传感器监测电气系统中的一项重要参数，即电流，这能够使系统在安全范围内尽可能高效地运行。

通过电流检测支持更高的系统电压

随着对效率的要求愈加严格，系统电压也随之增加，从而有助于提高效率。根据欧姆定律，在较高的系统电压下，可通过降低负载的电流来得到等量的功率，这有助于减少系统中的 I²R 损耗。电压愈高，系统可以愈发高效地传输大功率，原因是电流范围更小，交流/直流或直流/直流功率变换器等级产生的热量更少。

图 1 所示的电动汽车充电器正在将电源从电网中断开，其电压电平可能为 120V_AC、240V_AC、230V_AC（单相）或 400V_AC（三相）。典型的电动汽车充电器将电网的交流电输送到电动汽车车载充电器，后者将交流电转换为直流电，并为电池充电。

在直流快速充电器中，交流电从电网传输至电动汽车充电器，在充电器内从交流转换为直流，并向电池提供高达 920V_DC 电压，从而加快充电速度。提升到更高的电压电平，并保持相似的电流电平，可以向电池直接传输更多功率，从而更快、更高效地充电。

图 1：电动汽车充电器

电流传感器有助于提高电动汽车充电器的系统效率，并可在整个系统的多个位置使用。这些传感器可用于交流线路输入来监测电流，从而调节进入系统前端的无功功率。另一方面，在系统功率因数控制环路和第二直流/直流级后的正节点或负节点上，此配置可用于监测故障。

还可以在第一直流/直流级和第二直流/直流级之间的某个位置，使用差分放大器的电流检测实现磁通平衡。此外，有必要使用 AMCS1100 或 TMCS1100 等隔离式电流传感器，为系统和操作电动汽车充电器的人员提供保护。

增强系统保护

电气化还提高了对系统保护的需求，从而确保系统对安全工作区外的事件做出迅速响应，避免损坏半导体和其他敏感器件。在大多数系统中，某种形式的系统保护可确保系统按预期运行。例如，如果图 2 所示的机器人拾取了一个异常沉重的物品，则电机会出现明显的电流尖峰。

图 2：工业机器人

电流尖峰可能意味着负载超出机器人的能力范围，可能会损坏系统或物理机械臂内的器件。具有集成式比较器的电流检测器件会检测到可能超出系统安全工作区的峰值电流涌入电机。具有集成式过流比较器的 INA301 可做出快速响应（低于 1µS）并设置警报，这可能导致系统停机。这与负载点测量类似，其中基于分流器的传感器（如 INA228 和 INA226 超精密双向电流检测放大器）可以监测通过特定节点的电流和电压电平，从而确保节点保持在其安全工作区内。

实现遥测监测

随着应用的电气化程度提高，对监控的要求也更为严格，以便跟踪能耗等级和改善预测性维护。

为预测性维护进行监测或遥测监测的一个示例是，对机架式服务器系统中冷却风扇的电流和电压电平进行数据记录。INA232 等器件用于对风扇的功耗进行数据记录。通过数据记录，系统能够向技术人员发出警报，指示风扇可能运行不稳定或使用寿命即将结束。

数字功率监测器是适合此类用例的一种器件，因为它同时接收总线电压和电流信息。数字功率监测器 IC 通过板载运算来计算功率、电荷和能量，并通过 I²C 或串行外设接口传输这些信息（以及总线电压和电流数据）。片上运算可以减少 CPU 或微控制器上的进程，因此处理资源可用于更有效地处理其他任务。这点对于具有任务密集型 CPU 或微处理器的系统尤为重要。

缩减外形尺寸

随着越来越多的应用包括的电子元件越来越多，或需要安装在更小的空间中，人们更需要缩减元件的尺寸或增加每个单元的功能数量，从而帮助减小整个电路板的面积。许多系统（如智能手机和机器人系统）都受到尺寸限制，需要不断缩小尺寸和增加功能数量。

较小的电流检测器件可让设计人员加强对整个系统的监测，或减小系统的整体尺寸。这两种情况都具有一定优势，具体取决于整体系统参数。减小集成电路 (IC) 的尺寸或增加每个单元的功能数量都会增加功能密度，从而实现强大的个人电子产品、车载充电器和小型协作机器人电机驱动系统。

利用超小型 IC 或功能丰富的芯片可为实现更小的系统奠定基础。例如，Wafer-Chip Scale Package (WCSP) 等芯片封装选项或具有集成式分流器的 INA253 支持设计人员在不影响性能或功能的情况下缩减其系统的尺寸。

结语

通过更好地了解上述趋势以及有助于实现这些趋势的 IC，您可以应对特定的高压设计挑战，并通过监测电流测量值来确保系统在安全工作区内运行，从而实现可靠性和安全性。

其他资源

阅读应用手册“直流电动汽车充电应用中的电流检测设计注意事项”，了解有关电流检测设计的更多信息。
阅读应用简报“协作式和工业机械臂中的电流检测”。
阅读模拟设计期刊文章“系统遥测：定义、作用和应用”。

RS-485 收发器常见问题解答

Kevin Chen1 — Fri, 21 Apr 2023 06:00:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: THVD1450, THVD1500, THVD1550, THVD1429, THVD1419

您是否希望学习 RS-485 收发器的设计教程？本文基于 TI E2E 社区中的常见问题提供了一些解答，对于任何希望详细了解此通信标准的人来说都是非常有用的资源。

有关隔离式 RS-485 收发器的具体信息，请参阅技术文章“有疑问？TI帮你汇总隔离型RS-485收发器的七大设计问题”。

1、何时需要 RS-485 总线端接，如何正确进行端接？

RS-485 总线端接在许多应用中都很有用，它有助于提高信号完整性并减少通信问题。“端接”是指将电缆的特性阻抗与端接网络相匹配，使总线末端的接收器能够接收最大信号功率。未端接或未正确端接的总线将出现失配的情况，从而在网络末端产生反射，导致整体信号完整性降低。

在网络的双向环路时间远大于信号位时间时，不需要端接，因为每次反射到达网络末端时，它们都会损失能量。但是对于信号位时间并不明显长于电缆环路时间的应用，为了尽量减少反射，端接至关重要。

最基本的端接称为并联端接，由单个电阻组成，如图 1 所示。RS-485 标准要求标称特性阻抗为 120Ω，因此端接电阻的默认阻值应为 R_T = 120Ω。您可参阅文章“RS-485 基础知识：何时需要端接，以及如何正确端接”。

图 1：具有并联端接的 RS-485 总线

THVD1424 收发器是一款灵活的 RS-485 收发器，在驱动器和接收器总线引脚之间集成了 120Ω 端接电阻。端接电阻可以通过专用引脚 TERM_TX 和 TERM_RX 打开或关闭，从而支持系统设计人员灵活地将该收发器用于半双工或全双工网络的所有节点位置（中间节点或末端节点）。

更多有关此主题和器件特性的信息，请参阅技术白皮书“借助灵活的 RS-485 收发器缩短系统设计时间并降低成本”。

2、什么是失效防护偏置，如何实现？

失效防护偏置机制可确保 RS-485 接收器不会因差分输入电压而处于不确定状态。电子工业协会 (EIA)-485 标准规定，当差分电压 ≥+200mV 时，RS-485 的输入阈值为逻辑高电平；当差分电压 ≤-200mV 时，RS-485 的输入阈值为逻辑低电平，从而在高低阈值之间留下 400mV 的不确定状态。

可通过两种方式实现失效防护偏置：

选择具有接收器内置失效防护输入阈值的收发器。
添加外部电阻，从而在总线空闲时产生外部偏置。

两种方法都可以确保总线处于逻辑高电平状态。请参阅技术文章“RS-485 基础知识：失效防护偏置网络的两种方法”。

3、如何计算 RS-485 总线上的最大节点数？

RS-485 是一种多点差分总线，因此总线上的所有节点共用一个传输介质。随着节点总数的增加，每个驱动器上的负载也会增加。

电信行业协会 (TIA)/EIA-485 标准规定了一个假设的单位负载 (UL)，用于帮助计算 RS-485 总线上的最大节点数。该标准规定，驱动器必须能够在最多 32 个单位负载上驱动至少 1.5V 的差分信号，并在总线两端并联两个 120Ω 端接电阻。

公式 1 表示最坏情况下的输入电压与漏电流之比，用于计算输入电阻。确定节点的输入电阻后，您可以使用公式 2 计算 RS-485 总线上的最大节点数：

Input Resistance = Max (V_IN/I_leakage) (1)

No. of Nodes = 32/Input Resistance (2)

4、何时需要在节点之间添加地线？

设计远程数据链路时，您必须假定存在一些接地电势差。这些电压使发送器输出中具有共模噪声 Vn。即使总叠加信号在接收器的输入共模范围内，依靠局部接地作为可靠的返回电流路径也是不安全的。当接地电势差 (GPD) 超过接收器的共模范围时（在较长电缆和大电流负载下经常发生），将需要使用适当的接地技术。

图 2：远程节点配置：单独接地 (a)；直接连接远程接地 (b)；器件地和局部系统地分开 (c)

图 2a 展示了可能从电气装置的不同部分汲取功率的远程节点。对装置的任何变动（例如在维护工作期间）均可将 GPD 增大到超出接收器输入共模范围的程度。因此，现在可正常工作的数据链路可能会在将来停止运行。

也不建议通过地线直接进行远程接地（图 2b），因为直接连接会导致大接地环路电流以共模噪声的形式耦合到数据线路。

为了实现远程接地的直接连接，RS-485 标准建议通过插入电阻器将器件地与局部系统地分开（图 2c）。尽管这种方法可减少环路电流，但是大接地环路的存在会使数据链路对环路某个位置产生的噪声敏感。因此，还不能确保数据链路的稳定性。

要在稳定的 RS-485 数据链路上远距离承受高达几千伏 GPD，理想方法是将总线收发器的信号和电源线与其本地信号和电源进行电隔离。在这种情况下，电源隔离器（例如隔离式直流/直流转换器）和信号隔离器（例如数字电容隔离器）可防止电流在远程系统地之间流动，并避免产生电流环路。

5、RS-485 的长度和速度建议值是什么？

在给定数据速率下，最大总线长度受到传输线损耗和信号抖动的限制。由于波特周期内具有 10% 或以上的抖动，数据可靠性会急剧下降。图 3 显示了传统 RS-485 电缆在 10% 信号抖动下的电缆长度与数据速率的特性曲线。

图 3：电缆长度与数据速率建议

在图 3 中，标记为编号 1 的圆圈代表在短电缆长度下的高数据速率区域。在这里，传输线路的损耗可以忽略不计；数据速率主要由驱动器的上升时间决定。尽管该标准的建议值为 10Mbps，但当今的快速接口电路可以高达 50Mbps 的数据速率运行。

图 3 中的红色编号 2 区域是从短数据线路到长数据线路的过渡。较长传输线路的损耗必须考虑在内。因此，随着电缆长度的增加，数据速率必须降低。根据经验，线路长度 [m] 与数据速率 [bps] 的乘积应该是 10⁸。

红色编号 3 代表较低频范围，在此范围内，电缆串联电阻和线路末端端接之间的相互作用导致信号衰减。在某个时刻，信号幅度小于接收器可以正确检测到的幅度（即，不超过 V_IT 阈值）。

THVD1424 收发器具有 SLR（压摆率控制）引脚，支持由系统设计人员用于低速（最大 500kbps）和快速（最大 20Mbps）应用。

6、如何估算 RS-485 的功率损耗？

要计算功率损耗，您可以将功率分成几个部分。当器件在没有外部负载的情况下上电时，则该集成电路本身消耗功率；如果您在其输出引脚上添加负载，该器件会提供驱动负载的功率。由于 RS-485 具有差分信号，负载通常加在 A 和 B 引脚之间。

在图 4 中，蓝色迹线 PDic 是器件消耗的功率。对于低数据速率，功率损耗主要来自阻性负载（红色迹线）PDdc。对于高数据速率，需要考虑容性负载的功率损耗（绿色迹线）PDac。

图 4：不同功率损耗部分的计算

公式 3 计算总功率损耗，具体如下：

PDtotal = PDic + PDdc + PDac (3)

要计算总功率损耗，首先必须计算各个部分消耗的功率。公式 4 计算器件功率损耗，其中静态电源电流 Icc 在数据表中指定：

PDic = Vcc*Icc (4)

如果总线上放置了阻性负载，驱动器会在阻性负载上产生电压 (Vod)，如公式 5 和 6 所示，其中 C 是寄生电容，包括收发器电容、负载电容和引线电容。计算中也会用到数据频率 f。

PDdc = Vcc*I – I²*R = (Vcc – I*R)*I (5)

PDac = 2*2C*f*Vcc*Vod (6)

请参阅文章“如何计算高速 RS-485 收发器的功率损耗”。

7、如何保护 RS-485 接口免受静电放电 (ESD) 的影响？

ESD 保护可分为几种类型，包括人体放电模型、国际电工委员会 (IEC) 接触放电和 IEC 气隙放电。如果收发器集成了 IEC ESD 保护（例如 TI 的 THVD1450 或 THVD1500），则无需外部元件来保护 RS-485 接口免受收发器指定级别 ESD 影响。

例如，无需任何外部元件，THVD1450 即可提供 18kV IEC 61000-4-2 接触放电保护。然而，市场上的许多器件没有集成这种保护功能，所以会需要外部瞬态电压抑制 (TVS) 二极管。请参阅文章 “如何根据额定电压为 RS-232、RS-485 和 CAN 选择 TVS 二极管”。

8、如何判断是否需要外部 TVS 二极管？

工业网络必须在恶劣环境中可靠运行。由 ESD、感性负载切换或雷击引起的电过应力瞬态会破坏数据传输并损坏总线收发器，除非采取有效措施来减少瞬态影响。

TI 器件已根据以下标准进行了测试：

ESD 抗扰度测试 IEC 61000-4-2，这项测试会模拟操作员直接向相邻电子元件进行静电放电。THVD1500 和 THVD1450 经测试符合此项标准。
电气快速瞬变 (EFT) 或突发抗扰度测试 IEC 61000-4-4，这项测试会模拟由感性负载中断、继电器触点跳动等引起的日常开关瞬态。THVD1450 和 THVD1550 经测试符合此项标准。
浪涌抗扰度测试 IEC 61000-4-5 是涉及电流和持续时间的非常严格的瞬态抗扰度测试，比 ESD 和 EFT 测试时间长约 1,000 倍。THVD1429 和 THVD1419 经测试符合此项标准。

TI 的 THVD 系列全新 RS-485 收发器根据这些标准集成了各种级别的保护，并且不需要额外的外部保护。保护级别在器件的数据表中指定。

9、如何在发生较高电压的短路时提供保护？

在许多 RS-485 应用中，通信线路可能会意外连接到电源线上，尤其是在 HVAC 系统、照明控制或其他楼宇自动化应用等现场安装的系统中。在这些情况下，必须确保 RS-485 收发器不会发生损坏，从而避免被退回或重新安装而增加费用。

虽然 TVS 二极管等钳位器件能够限制瞬态事件期间收发器所承受的最大电压，但通常无法对持续时间较长的应力（例如直流短路）提供保护。这时，需要某种串联限流元件。一种典型的方法是使用正温度系数 (PTC) 电阻器，这种电阻器在标称条件下具有低阻值，但在有大电流通过的故障条件下（例如，流入 TVS 等钳位器件），电阻就会变大。在 TI 参考设计“保护 RS-485 收发器免受持续高电压/电过应力影响的参考设计”中，可以看到使用 THVD1500 收发器的实现示例。

但是，使用这些额外的串联限流和并联电压钳位器件可能成本很高，并且会占用宝贵的 PCB 空间。因此，大多数情况下的更优方法是使用能够承受这些高故障电压而无需外部保护的收发器。THVD2450 就是一个例子，它可承受高达 +/- 70V 的直流短路。

如您还有其他问题，欢迎在E2E论坛评论区告诉我们，我们将予以回复以帮助您应对 RS-485 设计挑战。

如何计算高速 RS-485 收发器的功率损耗

Kevin Chen1 — Fri, 21 Apr 2023 05:29:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: THVD1550, SN65HVD82

RS-485 接口因其稳健性和长距离通信能力而广泛用于工业应用。自 RS-485 标准于 1998 年推向市场以来，电子系统的尺寸和复杂性不断增加。许多终端设备（例如电机驱动器、PLC 和工业 PC）现在都需要高速 (>10Mbps) 通信。TI 的 THVD1550 是新款 TI RS-485 收发器，可支持高达 50Mbps 的数据速率。在本文中，我将向您展示如何评估 THVD1550 在这种高速传输下的功率耗散。这样，您可以了解功率消耗情况并评估系统的热性能。

要计算功率损耗，您可以将功率分成几个部分。成功评估每个部分后，将所有部分相加可得到总功率。当器件在没有外部负载的情况下上电时，该集成电路 (IC) 本身会消耗功率。如果您在其输出引脚上添加负载，该器件会提供驱动负载的功率。由于 RS-485 具有差分信号，负载通常加在 A 和 B 引脚之间。

进一步研究负载，您可以将负载分为两种类型：阻性和容性。阻性负载本身会消耗一些功率，而容性负载仅在其极板之间传输能量，无任何能量损失。由于每种类型的特性不同，功率计算方式有所不同。

图 1 是三种类型的功率耗散图。

图 1：典型 RS-485 收发器的电流流动

PDic（蓝色）是器件自身消耗的功率。PDdc（红色）是来自阻性负载的功率，PDac（绿色）是来自容性负载的功率。总功率是所有这三个部分的总和，使用公式 1 计算得出。

要计算 PDic，您可以使用数据表中的静态电源电流值 Icc。THVD1550 中的典型值为 700µA。（在本文中，我将使用典型值；例如，Vcc 为 5V。）根据电压和电流值，可以使用公式 2 计算器件功率。

如果在总线上放置阻性负载，驱动器会在阻性负载上产生电压 (Vod)。RS-485 标准要求 54Ω 电阻上的最小 Vod 为 1.5V。在典型情况下，THVD1550 的驱动器在 54Ω 上产生 2.7V，这意味着器件电流为 50mA。

这里重要的是，您需要区分负载的功率耗散和器件的功率。要了解器件的热性能，只需关注器件的功率。因此，公式 3 从电源总功率 (Vcc*I) 中减去负载功率 (I²*R)：

下面，我们来看看开关功率，即驱动容性负载所需的功率。为了简化计算，将差分电容器分成两个接地的单端电容器（图 2）。

图 2：典型 RS-485 收发器的等效容性负载

每个电容器上的信号幅度为 Vod，频率为数据速率的一半（图 3）。尽管 A 和 B 引脚上的电压相反，但它们消耗的功率相同。

图 3：RS-485 收发器输出引脚的信号

在这里，您还需要考虑器件的寄生电容。在一些数据表中，它被称为 Cod。我们取 SN65HVD82 的典型值 8pF。假设负载电容为 50pF。现在，图 2 中每个电容器 C 的容值是 50pF + 8pF 之和。开关功率与频率和振幅有关。在每次充电期间，从电源消耗的能量等于公式 4：

其中 Vc 是电容器上的电压。

在每一时刻，流过电容器的瞬时电流为 C(dVc/dt)。您可以对一段时间内的瞬时功率进行积分，得出为电容器充电所需的能量。因此，可通过公式 5 计算驱动容性负载的功率：

在得出所有三个部分耗散的功率值后，公式 6 可计算出总功率为：

在 THVD1550 数据表的第 7.5 节中，表格显示了器件功率耗散的测试数据，其中电源电压为 5.5V，温度为 125°C，数据速率为 50Mbps，这是一种最坏情况。这些值包括一些非理想因素，如直通电流，因此可用于评估系统设计中器件的最大功率耗散。

其他资源

阅读应用报告“AN-805 差分线路驱动器的功率耗散计算”。