汽车

你准备好迎接新兴汽车雷达卫星架构了吗？

Kevin Chen1 — Wed, 28 Feb 2024 11:12:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: AWR2544, LP87725-Q1

随着全球新车安全评鉴协会的安全等级和法规对主动安全功能的要求日益严格，安全性已成为当今车辆的一项不可或缺的特性。全球汽车制造商不断增强其车辆内的高级驾驶辅助系统 (ADAS) 功能（包括自动紧急制动 (AEB)、自适应巡航控制 (ACC) 和高级车道居中），从而满足这些安全要求并致力于实现更高水平的自动驾驶。为了支持这些功能并满足安全法规，汽车周围的雷达传感器的数量正在增加。

不断发展演进的汽车架构

汽车系统设计人员解决 ADAS 功能实现问题的一个方法是重新考虑电气和电子系统架构的结构和集成。如今的典型架构是边缘架构，它由高度智能的雷达传感器组成，通过控制器局域网或 100Mb 以太网接口将处理后的数据流式传输到 ADAS 电子控制单元 (ECU)。这些传感器专为高性能而设计，包含一个处理器以及一个用于执行距离、多普勒和角度快速傅里叶变换 (FFT) 的专用加速器，以及用于物体检测、分类和跟踪的后续高级算法。然后，将来自每个边缘雷达传感器的最终物体数据发送到 ADAS ECU。图 1 展示了边缘架构。

图 1：边缘架构中的雷达传感器连接到 ADAS ECU

边缘架构正在不断发展演进并让位于卫星架构，其中散布在汽车周围的传感器感测头通过高速 1Gb 以太网接口将预处理的距离 FFT 数据流式传输到功能强大的中央 ECU。很大一部分数据处理工作将转移到中央 ECU 上（图 2）。与边缘架构（由单个雷达传感器独立执行所有数据处理）不同，卫星架构可在中央处理器使用经过极低限度处理的数据来实现集中式数据处理。

图 2：卫星架构中连接到中央 ECU 的雷达传感器

卫星架构的优点

集中处理能够实现有效的传感器融合算法，从而做出更准确的决策。如同人脑是根据双眼所看到的东西来做出决策，而不是根据每只眼睛看到的东西独立做出决策。原始设备制造商 (OEM) 可以部署用于提高角分辨率（分布式孔径雷达）和最大速度的算法，甚至可以部署机器学习算法进行对象分类。传感器输入与这些算法的融合提高了检测性能，并产生相对精确的感知图。对于汽车制造商而言，这意味着自主水平得到提升。对于驾驶员和乘客而言，这意味着汽车更安全。

此外，使用卫星雷达传感器可实现系统可扩展性和模块化。如果能够将传感器放置在汽车周围更方便的位置，则可实现许多 ADAS 应用。只需更改传感器的数量或配置就可以调整覆盖范围，从而将单个平台从成本敏感型低端车辆扩展到具有不同自主水平的差异化高端车辆。

卫星架构通过传感器融合算法和中央 ECU 更大的计算能力增加价值。通过软件简化的卫星传感器和差异化特性有助于降低系统复杂性并提供创造价值的新方法。此外，使用卫星雷达后，汽车制造商可以选择使用无线软件更新来提高系统性能并增强安全性。性能、可扩展性和简易性等多重优势共同凸显了卫星架构在汽车行业的突出地位。

专为卫星架构设计的雷达传感器

德州仪器 (TI) 专为卫星架构设计了 AWR2544 片上雷达传感器。它具有一个集成的 77GHz 收发器，配有四个发送器和四个接收器，可提供更大的距离检测和更好的性能。它还包括成本优化型雷达处理加速器和吞吐量增强型 1Gbps 以太网接口，用于生成和流式传输距离 FFT 压缩数据。该器件符合汽车安全完整性等级 B，并可通过硬件安全模块提供安全的执行环境。

该器件还采用 TI 的封装上装载 (LOP) 技术而设计，该技术可通过印刷电路板 (PCB) 内的波导将信号从封装辐射元件直接传输到 3D 天线。图 3 展示了带有 3D 波导天线的 AWR2544LOP 评估模块。

图 3：AWR2544LOP EVM

在系统层面，LOP 技术通过增大信噪比提高了性能，简化了热管理，通过避免使用昂贵的射频 PCB 材料降低了成本，并通过在多个传感器设计中实现 PCB 重复使用提高了灵活性。

TI 还提供兼容的安全增强和优化的电源管理集成电路，来简化系统实现。LP87725-Q1 具有三个低噪声降压转换器、一个低压降稳压器和一个负载开关（用于为基于 AWR2544 的卫星架构供电）以及以太网物理层。

结语

为了满足不断提升的自主水平和安全要求，ADAS 应用也在不断发展。随着卫星架构等新架构的出现，这些系统中的检测和处理技术也必须不断发展才能支持新功能。借助 AWR2544 雷达传感器等器件，不仅可以让汽车系统设计人员灵活地接纳这些趋势，而且有助于打造适合所有人的更安全、更智能的车辆。

其他资源

了解有关 TI雷达传感器产品系列的更多信息。
了解关于我们的电源管理集成电路解决方案的更多信息。

电爆驱动器和接触器驱动器如何帮助提高混合动力汽车/电动汽车电池断开系统的安全性和效率

Kevin Chen1 — Wed, 28 Feb 2024 11:07:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: DRV3901-Q1, DRV3946-Q1

对于混合动力汽车 (HEV) 和电动汽车 (EV)，电池管理系统 (BMS) 中的配电系统可为车辆的核心功能供电，还可提供安全断开高电压或高电流事件的机制。随着对更高电压、电流、效率和可靠性的需求持续增长，配电系统的两个核心组件（高压继电器和断开保险丝）面临越来越多的设计挑战。图 1 展示了高压继电器和断开保险丝的概览。

图 1：BMS 配电系统中的电池断开保险丝和高压继电器

在紧急情况下，不可复位的电池断开保险丝将激活，断开电池与车辆其余部分之间的连接。高压继电器（也称为接触器）会在正常运行期间连接和断开整个 HEV 或 EV 的电源线。在本文中，我们将讨论接触器和断开保险丝驱动器领域的新兴技术，这些技术有助于使 BMS 变得更加智能、安全和高效。

实现快速可靠的电池断开系统

在发生碰撞时，需要切断下游系统的电源，从而避免出现其他复杂问题或损坏。目前常用的两种解决方案是熔断型保险丝和热熔丝。熔断型保险丝会在发生过流事件的热条件下触发，这些保险丝在出厂时就已经预先设置完成。热熔丝需要电子驱动器发送信号来断开连接，主要由离散电路或传统的安全气囊电爆驱动器驱动。随着 HEV 和 EV 系统的功率越来越高，热熔丝能够提供更高的可靠性，并更快地进行部署。但是，为了实现快速反应以及驱动这些热熔丝的常用解决方案很容易变得非常复杂。还需要满足国际标准化组织 (ISO) ISO26262 的要求，增加了这些设计的复杂性。

为了实现更快响应，德州仪器 (TI) DRV3901-Q1 热熔丝驱动器采用了可以绕过串行外设接口 (SPI) 的直连 2 引脚硬件接口。DRV3901-Q1 驱动器能够与电压、电流和电阻 (UIR) 传感器配对使用，从而进一步加快部署速度。BQ79631-Q1 器件这样的 UIR 传感器可以通过硬件引脚直接与 DRV3901-Q1 驱动器进行通信，无需使用 MCU。

热熔丝较为重要的功能之一是在发生撞车或其他严重故障时，能够断开电池与系统其余部分的连接。系统设计人员必须确保能够可靠地激活热熔丝功能。DRV3901-Q1 的内置诊断功能可监测驱动器状态、热熔丝运行状况和备用电源的可用性。为了监控备用电源的可用性，需要测量储能电容器。如果电池提供的主电源不再可用，该电容器将作为热熔丝系统的备用电源。通过定期检查该电容器的放电电压，DRV3901-Q1 驱动器和 MCU 能够检测其故障，并向车辆发出警报，而不必等到需要使用时才发现无法使用。

保险丝在需要时能够起效很重要，但保险丝不会错误熔断也同样重要。DRV3901-Q1 驱动器具有集成的安全诊断功能，可防止热熔丝意外熔断。这是通过结合不同功能实现的，包括单独的高侧和低侧驱动器、用于硬件直接触发的冗余引脚以及串行外设接口上的循环冗余校验 (CRC) 保护。

改善车辆的整体配电状况

HEV 或 EV 的电源线中常见的连接方式，是将高压电池系统连接到牵引逆变器的主接触器。也可能存在其他电源轨，例如用于连接充电站与电池的交流/直流充电接触器，以及连接车内灯或加热器等其他电气负载的辅助接触器。

接触器是一种低压电磁阀，用于控制机械继电器开关，此开关能够在高压下提供高电流。为了控制功率不断增加的系统，HEV 和 EV 车辆中的接触器不断发展。接触器的低压电磁阀元件通常由称为节能器的控制电路驱动。节能器电路变得日益重要和复杂，以满足对效率、可靠性和安全性的更高要求，还有助于提高大功率条件下的电源效率。这些电路有助于降低保持接触器闭合所需的电流消耗。此节能器可以直接集成到接触器中，也可以从外部添加。在尝试实现系统级的安全目标时，需要外部节能器的接触器很容易变得非常复杂。

完全集成式高功率接触器驱动器（如 DRV3946-Q1 驱动器）可以替代复杂的节能器设计。DRV3946-Q1 驱动器可使接触器高效导通并安全关断。为了实现更高效的导通，DRV3946-Q1 驱动器具有可编程的峰值和保持电流控制功能。图 2 展示了此功能的实际应用情况。可以在启动期间提供更大的电流，以便建立初始连接。建立连接后，电流可在“保持”阶段降低到较低的水平。能够对集成的峰值和保持相位进行编程，可使接触器的开关更加稳健、高效。

图 2：DRV3946-Q1 中的峰值和保持电流控制

关闭接触器也至关重要，它能够快速断开接触器有助于防止触点焊接，并在出现故障时为车辆系统的其余部分提供第一道防线。常用解决方案利用快速放电功能实现峰值和保持电流控制，但会导致电路变得复杂。DRV3946-Q1 驱动器将这两项功能结合在单个芯片上，有助于降低系统复杂性，提高效率和安全性。

结语

提升接触器的效率和可靠性有助于增加可驾驶里程、并增强 HEV 和 EV 日常驾驶的安全性。将热熔丝驱动器集成到单芯片解决方案中，有助于针对何时断开电池连接做出更智能、更快速的决策。DRV3901-Q1 热熔丝驱动器和 DRV3946-Q1 接触器驱动器为系统设计人员提供了多种选项，可支持他们设计出更智能、更安全的车辆。

ADAS 前置摄像头设计面临的四大电源挑战

Kevin Chen1 — Thu, 07 Dec 2023 10:09:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TDA4AL-Q1

前置摄像头是高级驾驶辅助系统 (ADAS) 的重要组件，尤其是鉴于现在的新车碰撞测试要求将自动紧急制动和正面防撞作为汽车的标准功能。前置摄像头有助于实现其他 ADAS 功能，例如自适应巡航控制、行人检测、车道保持辅助和交通标志识别。

图 1 中的示例演示了如何使用摄像头进行物体检测以启用 ADAS 功能。

图 1：使用摄像头进行实时处理

为了执行视觉预处理、深度和运动加速或 AI 网络处理等处理任务以支持 ADAS 功能，系统中的片上系统 (SoC) 需要高效的电源。在设计 ADAS 前置摄像头时，面临以下四大电源挑战。

挑战一：小尺寸解决方案

由于前置摄像头位于挡风玻璃上，因而对其尺寸有严格的要求。摄像头模块可以包括一个或两个摄像头：一个用于提供更宽的视野或更高的分辨率，另一个用于观察更远的距离。

虽然市场上大多数应用中使用的是单摄像头模块，但双摄像头模块正越来越流行，以便更好地观察车辆周围环境并实现更高级别的自主性。高分辨率和更高帧速率的摄像头模块也是发展趋势。在摄像头性能提高的同时，摄像头模块本身的尺寸也在不断缩小，典型尺寸为 18mm x 18mm。

远程摄像头模块使用串行器/解串器 (SerDes) 链路将数据从摄像头模块发送到电子控制单元 (ECU)。前置摄像头模块与前置摄像头 ECU 并置，使用摄像头串行接口 (CSI)-2 能够将数据发送到 ECU 电路板。前置摄像头中的摄像头模块输入电源电压可低至 5V，而同轴电缆供电的远程摄像头模块通常为 9V。前置摄像头模块子板上的多通道电源管理 IC (PMIC) 采用低压输入，能够为成像仪以及摄像头模块上的所有其他处理任务供电。在通过 CSI-2 将数据流式传输到ECU 之前，可以先使用板载微控制器 (MCU) 完成处理。摄像头模块上的 MCU 可以执行像素级图像信号处理，或者由独立芯片进行此处理。其中，远程摄像头模块中常见的 SerDes 芯片组无需供电轨。具有适当数量电源轨的低压 PMIC 可以为摄像头模块上的图像传感器和其他外设供电，有助于实现这些系统所需的小空间。

图 2 显示了前置摄像头的系统方框图。该系统通常位于挡风玻璃后面靠近后视镜的位置，包括执行处理的前置摄像头ECU 和容纳图像传感器的摄像头模块。

图 2：前置摄像头系统方框图

前置摄像头应用中使用的视觉处理器具有被称为视觉处理加速器的专用硬件加速器，以及能够用于检测边缘物体的深度和运动感知加速器。此外，这些处理器可能具有人工智能 (AI) 功能，并配有专用的矩阵乘法加速器来帮助进行深度学习。考虑到如此大的处理量，PMIC 必须能够在不增加解决方案尺寸的情况下满足处理器的当前要求。

PMIC 应具有出色的瞬态响应以满足 AI 处理器的负载瞬态要求，并采用较小的输出电容来保持小巧的解决方案尺寸。集成降压稳压器、低压差稳压器、负载开关、电压监测器、序列发生器、看门狗计时器、错误信令模块和附加通用输入/输出有助于减小解决方案的尺寸。特别是与具有多个分立式元件并会增加整体尺寸和成本的解决方案相比，尺寸大幅减小。

该应用中常用的电源树架构将构建两级电源转换，有助于保持总效率并能够将组件温度保持在可接受的范围内。在这种电源树架构中，前级直流/直流转换器将 12V 电池电压降压至多通道 PMIC 的调节中间电压（例如，5V 或 9V）。前级直流/直流转换器应选用宽输入电压降压转换器，能够支持 12V 电池电压骤降至 3V 以及浪涌至高达 36V 的瞬态电压。

挑战二：功能安全

由于自动紧急制动和自适应巡航控制涉及前置摄像头，因此功能安全尤为重要。前置摄像头系统通常具有汽车安全完整性等级 (ASIL) B 要求。这意味着处理器的 PMIC 电源必须能够满足 ASIL B 要求，从而帮助实现整体系统级功能安全要求。

以下是 ASIL B PMIC 应该具备的一些功能：

PMIC 电源轨的电压监测器
用于检测系统其他电源轨的附加监测器
带隙冗余
用于检测软件故障的看门狗计时器
用于检测硬件故障的错误信令监测器

挑战三：低成本

由于乘用车和轻型商用车中大量采用前置摄像头，因此降低摄像头系统的成本至关重要。预计到 2028 年，前置摄像头系统的销量将超过 7000 万台，是车辆中常见的 ADAS 应用。

高产量会给一级供应商带来成本压力，进而为半导体供应商带来压力。通过减少物料清单数量、选择集成组件、选择合适的技术节点以及保持较低的器件成本，可以降低整体系统的成本。PMIC 尺寸小巧，集成了多个电源元件，有助于实现这些优势并能够优化成本。

挑战四：热性能

由于前置摄像头位于车辆挡风玻璃上，因此在正常工作条件时前置摄像头会暴露在高温下。热量会造成热噪声并导致图像质量不佳，在弱光条件下更是如此。前置摄像头需要较小的印刷电路板面积，加上摄像头模块中的摄像头会发热，这进一步增加了该应用的散热挑战。为了适应各种工作条件，系统的热性能优化至关重要。PMIC 良好的热性能有助于使电路板保持在低温状态。

结语

在 ADAS 前置摄像头上添加 PMIC 可以缓解本文所述的四大挑战，并提高前置摄像头系统的功效和热效率。根据具体的系统要求，德州仪器 (TI) AM62A-Q1 或 TDA4AL-Q1 处理器系列能助力简化您前置摄像头的设计流程。

其他资源

查看 TPS6594-Q1 和 TPS6593-Q1 产品页面。
详细了解 LMQ644A2-Q1 适用于汽车 ADAS 应用的六相降压稳压器设计。

如何评估驱动芯片的模拟采样精度

Cherry Zhou — Tue, 05 Dec 2023 07:25:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: UCC5880-Q1, UCC21750-Q1

作者：Scarlett Cao

关键物料：UCC21750-Q1, UCC5880-Q1

TI 针对新能源电驱应用场景的明星产品有不带 SPI接口的智能驱动UCC21750-Q1系列和带SPI接口的 ASILD功能安全驱动UCC5880-Q1系列。UCC21750-Q1具有DESAT保护、内置米勒钳位、隔离采样通道、针对短路过流故障的/FLT pin及针对供电电源的RDY pin输出。UCC5880-Q1为TI的第二代功能安全栅极驱动芯片，具有可调驱动电流，丰富的诊断保护功能和优异的鲁棒性。UCC21750-Q1有一个隔离采样通道，UCC5880-Q1具有两个隔离采样通道，可以用于采样模组温度，DC link电压等应用场景。本文主要介绍隔离驱动芯片的采样的应用方法和精度分析。

1. 隔离采样通道介绍

驱动的隔离采样通道通常为模拟信号输入，通过占空比信号或SPI输出。对于non SPI的驱动芯片如UCC21750-Q1系列来说，从AIN pin输入0-4.5V的模拟信号，通过APWM 输出频率为400kHz的PMW 信号，其占空比反应输入的模拟值大小，可以直接接到MCU的I/O口进行读数，也可以通过外接RC转换成模拟值读取，如下图1所示。对于UCC5880-Q1来说，在内置ADC采样后，除了通过DOUT pin占空比输出外，用户还可选择通过SPI对采样结果进行读数，如下图2所示。

图1 UCC21750-Q1内置隔离采样通道示意图

图2 UCC5880-Q1内置隔离采样通道示意图

2. 采样偏置方式介绍

模拟采样通道的偏置方式通常有电压型和电流型两种。使用电流型偏置的应用场景主要为外置热敏二极管类的场合，参考图3所示。芯片内部产生恒定的电流源流过功率模组的热敏二极管产生压降，根据热敏二极管的V-T特性曲线（如图4）反推当前的温度。

图3 电流型偏置示意图

图4 热敏电阻温度特性曲线

电压型偏置的应用场景为母线电压采样或基于NTC或PTC 的温度采样。以母线电压采样为例，可以通过电阻网络分压将电压采样的范围转换到ADC输入范围。对UCC21750-Q1来说，内部的偏置电流源不能关掉，所以分析结果时需要减去电流源在上产生的压降影响。而对UCC5880-Q1来说, 在使用电压偏置时，可以通过寄存器配置关掉内置的偏置电流源。

图5 电压型偏置示意图

3. 隔离采样精度分析

如下图6所示，隔离采样中的误差主要有以下三个主要来源：

信号源误差
AD转换误差
MCU量化误差

图6 隔离采样精度分析

第一部分信号源误差主要指的是对被采样信号产生的测量误差，使用电流偏置型电路的需要考虑电流源大小的误差，使用电压型偏置电路的需要考虑分压电阻网络产生的误差。如果使用了驱动芯片的VREF输出进行偏置，也同样需要考虑偏置源VREF本身产生的误差。

第二部分AD转换误差指驱动芯片收到二次侧的模拟信号输入，转换成占空比输出产生的误差。对UCC21750-Q1来说，这一误差可以通过Datasheet的对应电压范围的精度这个指标得到。对UCC5880-Q1来说，在不同的输入电压范围ADC精度的LSB不同，以电压下 ADC精度worst case为例，采样精度为，其中N为UCC5880-Q1 ADC的位数。

第三部分MCU 对APWM/DOUT采样的量化误差, 这与MCU的采样频率和APWM/DOUT的输出频率相关。UCC21750-Q1的APWM频率为固定的400kHz，而UCC5880-Q1 DOUT输出频率为两档可配。这一部分产生的量化误差为，其中为MCU采样频率，为驱动芯片PWM输出频率。这里需要注意的是MCU 采样的是占空比还是导通时间。如果MCU采样的是导通时间，则还需要考虑PWM输出频率抖动造成的影响。

当然，如果将驱动芯片PWM输出通过RC滤波形成模拟量采样，则不需要考虑量化误差的影响，只需要考虑MCU端采样的精度。如果使用UCC5880-Q1并通过SPI对AD采样结果进行读数，也不需要考虑第三部分的影响。

参考文献

高精度 ADC 如何在电动汽车充电器中实现高精度计量系统

Kevin Chen1 — Fri, 24 Nov 2023 07:11:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: ADS131M08, ADS131B04-Q1, AMC131M03

电动汽车 (EV) 充电行业正在快速增长。随着消费者、行业和政府要求使用更环保、更可持续的交通工具，电动汽车充电基础设施必须更加高效和便捷。

与直流充电器不同，交流充电器不使用堆叠式电源模块，因此结构更紧凑，成本更低。其单一的电源模块架构限制了它们在公共充电站的使用，因为它们无法在合理的时间范围内提供所需的电量。相反，其 22kW 的充电速度更适合充电时间更久的家用场景。它们受欢迎的另一个原因是，有些交流充电器只需要一个标准插座。交流充电器利用电动汽车的车载充电装置将交流电转换为直流电。

直流充电器中的堆叠式电源模块可加快充电速度至 360kW 以上。堆叠式电源模块缩短了总充电时间，但增大了充电器的尺寸，更适合公共充电站而不是住宅。直流充电器在充电器内部将交流电转换为直流电，因此该充电器可直接连接电池。

无论充电器类型如何，高精度计量解决方案对于确保系统监测和计费所需的可靠能源测量和计算都非常重要。

电动汽车充电器计量

交流和直流充电器需要计量，以确保能源的有效利用，并监测用于车辆充电的电量。电动汽车充电计量分为三类：

交流计量。交流计量可测量进出电网的能量。目前日益明显的趋势是：将传统计量装置集成到交流充电器中，以实现与电网直接连接。
直流电源模块电流检测。虽然计量通常与电源模块分开，但有时可能需要额外的高精度电流监测。当在直流充电器的电源模块之间使用时，隔离式放大器会监测模块的运行情况。
直流计量。直流充电器可以有多种类型的架构，因为它们的可堆叠电源模块能够提高或降低充电装置的额定功率。如图 1 所示，直流充电器的输出端有时会有一个最终计量点（被称为直流计量），用于测量进入车辆的电压，确保消费者无需为直流充电器与车载充电插座之间的耗散功率付费。

图 1：交流/直流充电器内的计量和电流检测

计量用传感器

设计人员使用各种传感器对交流和直流充电器进行计量，其中电流互感器和分流电阻器较为常用。虽然功率测量和能量计算有许多不同的方法，但分立式架构为设计人员提供了更大的灵活性和对计量的控制能力。分立式解决方案将高精度模数转换器 (ADC) 与外部微控制器配对使用，从电流互感器或分流传感器的三相（称为多相计量架构）测量电流和电压。ADC 必须高度精确，符合美国国家标准协会 (ANSI) C12 0.5 级或 0.2 级仪表等严格标准。高信噪比、低噪声和小增益误差也是确定某个 ADC 是否适合计量应用的因素。

如果您决定使用电流互感器作为传感器，则仪表需要高精度多通道精密 ADC。集成了相位延迟功能的 ADS131M08 24 位 ADC 可帮助您超越 ANSI C12 计量标准。ADS131B04-Q1 非常适合具有更严格失调电压误差和漂移规格的直流电动汽车充电器。对于本设计中的任一 ADC，您可能需要使用屏蔽装置来保护仪表免受磁性干扰。这对于确保仪表准确检测用户使用的能源至关重要。

分流传感器计量架构与电流互感器具有相同的精度要求，但需要相间隔离和数据隔离。分流传感器本身具有抗磁性，因此无需屏蔽，使得设计成本更低且外形尺寸更小。AMC131M03 24 位隔离式 ADC 集成了数据和电源隔离，辐射发射性能超过了国际无线电干扰特别委员会 11 和 25 标准。该 ADC 信噪比高、增益误差小，可提供高精度测量，同时在 1 分钟内保持 7,070V_PEAK 增强型隔离和 5,000V_RMS 隔离。

表 1 列出了针对不同计量架构的高精度 ADC 建议。

传感器	交流计量	直流计量
电流互感器	ADS131M08	ADS131B04-Q1 或 ADS131M08
分流器	AMC131M03

表 1：针对不同交流和直流计量传感器而推荐的高精度 ADC

结语

随着对交流和直流充电器要求的提高，拥有一个高度精确的计量解决方案变得更加重要。高精度 ADC 能够进行精确的能源计算，并为您提供建设环保型交通基础设施所需的灵活性。

OptiFlash 存储器技术如何利用外部闪存应对软件定义系统中的挑战

Kevin Chen1 — Wed, 22 Nov 2023 03:30:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: AM263P4-Q1

在写字楼、工厂车间和汽车中，软件正逐步取代机械部件和固定电路。例如，使用智能锁取代机械锁后，用户可以通过手机应用程序对智能锁进行控制，同时制造商可通过软件更新、改进或校正智能锁的功能。在这种趋势下，人们对存储器的要求不断提高，这一挑战不容忽视。

在常嵌入闪存存储器的微控制器 (MCU) 中，存储器的容量也在快速增加。除了宏观趋势外，MCU 中的一些特定发展趋势（包括更高的计算带宽、功能集成以及包含额外的大型通信栈）也决定了需要更大容量的闪存。当出现无线更新的需求时，由于原始图像和备份图像都需要存储，上述的这些需求自然会加倍。

面对存储器容量增加的压力，许多设计人员产生了“存储器焦虑”：担心片上存储器不够用。而且从可扩展性和成本而言，人们对存储器需求的快速增长都是不可持续的。

解决上述问题的一种方法是，使用外部闪存 MCU 解决方案。

将 MCU 与闪存技术分开，可创建更具可扩展性和成本效益的系统。在可扩展性方面，嵌入式闪存 MCU 需要转换到完全不同的器件来升级到更大容量的存储器。在成本方面，随着性能要求提高和 MCU 制造的工艺节点减少，由于闪存具有电荷泵等模拟器件，闪存根本无法像典型的数字互补金属氧化物半导体 (CMOS) 工艺一样减少工艺节点。因为难以减少工艺节点，嵌入式闪存 MCU 会产生附加成本，存储器容量较大时尤为如此。然而，从 MCU 中移除闪存存储器也会带来设计挑战，尤其是在性能、信息安全和功能安全方面。为了设计外部闪存存储器来实现成本节约和可扩展性优势并攻克工程挑战，德州仪器 (TI) 开发了 OptiFlash 存储器技术。图 1 展示了 TI AM263P4-Q1 MCU 上 OptiFlash 技术架构的简图。

图 1：AM263P4-Q1 MCU 上的 OptiFlash 存储器技术展示

什么是 OptiFlash 技术？

OptiFlash 技术是硬件存储器控制器加速器和软件工具的组合。为应对性能挑战，AM263P4-Q1 MCU 针对外部闪存集成电路采用了高带宽、低引脚数、八通道串行外设接口。该接口具有八个数据通道，运行速率可以高达 133MHz 双倍数据速率，同时还添加了闪存高速缓存作为闪存指令控制器，将高速缓存的指令放置于片上 RAM。仅闪存快速缓存功能便可将就地执行 (XIP) 性能提高达 80%，具体取决于代码结构。

外部闪存另一个常见的性能挑战是响应时间。借助硬件加速器，OptiFlash 技术可并行处理响应过程的多个部分，从而使初始控制器局域网报文最快可达56ms或118ms（直至完全正常运行），具体取决于映像大小。除了硬件加速器，OptiFlash 技术还包含了静态代码分析工具，如智能分配工具（可分析应用程序代码，并推荐在紧耦合存储器、RAM 或闪存中的代码分配，具体取决于执行频率）。

为帮助实现高达 ASIL D 的汽车安全完整性等级 (ASIL) 和高达电子安全车辆入侵保护应用 (EVITA) 硬件安全模块(HSM) 完整级的网络安全，器件采用 OptiFlash 技术时需要考虑启用外部闪存时的功能安全和信息安全特性。为确保数据传输中的完整性，德州仪器在硬件中实施了内联纠错码，用于检测和校正传输错误。在安全性方面，由于采用的是外部闪存，从理论上来讲，攻击者会探测数据线，并通过中间人攻击方法读取正在执行的代码。通常来说，因为在数据线上“监听”的任何数据都是经过加密的，在外部闪存上对代码和数据加密即可降低上述可能性。但由于我们通过闪存就地执行，OptiFlash 包含了一个动态身份验证和加密块，便可在硬件中执行安全功能，无需用户任何操作。

将这些性能加速器与大容量片上 RAM（AM263P4-Q1 中为 3.5MB）组合使用时，几乎可直接通过片上 RAM 执行总体性能。德州仪器基准测试数据表明，借助 TI OptiFlash 技术，与片上 RAM 执行相比，XIP 性能降级的 CPU 周期低至多 10% 。

结语

随着软件定义架构的存储器需求不断提高，OptiFlash 存储器技术转变了存储器架构范式，可实现外部闪存的可扩展性和成本效益。这将帮助更多系统实现丰富的功能，例如，通过无线更新对汽车进行关键软件更新，或通过联网使需要更多空间用于较大通信栈的系统更加互联。通过实现更具可扩展性和成本效益的存储器存储，OptiFlash 存储器技术可为汽车行业向诸多新兴趋势的发展清理障碍。

为配备集成处理器的 ADAS 域控制器构建多摄像头视觉感知系统

Kevin Chen1 — Wed, 22 Nov 2023 03:26:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TDA4VH-Q1

当我们开车穿过社区和城镇并看到孩子们在步行和骑自行车时，我们会意识到道路安全的重要性。美国国家公路交通安全管理局 (NHTSA) 2021 年的一项研究显示，在美国，平均每天有 20 名行人在交通事故中丧生——每 71 分钟就有一名行人死亡。世界卫生组织在 2022 年的一项研究中发现，每年有 130 万人因道路交通事故死亡其中一半以上是行人、骑自行车和骑摩托车的人。不幸的是，驾驶员分心是造成这些事故的主要原因之一，而这种分心的趋势似乎每年都在增加。

高级驾驶辅助系统 (ADAS) 有助于减轻驾驶分心的影响，从而为驾驶员、行人和弱势道路群体提供周全的保护。为了达到五星安全等级并满足监管要求，需要增加备用摄像头、前置摄像头和驾驶监控系统。因此，许多制造商正在改进其车辆架构，以在 ADAS 域控制器中集成各种主动安全功能。

域控制器通常需要：

与多种传感器连接的能力：数量、模式和分辨率。
用于感知、驾驶和停车应用的视觉、人工智能 (AI)和通用处理。
与低带宽和高速车载网络的连接。
功能安全和保障可防止关键器件遭到破坏。

ADAS 域控制器的处理和系统要求

对系统内存、计算性能和输入/输出 (I/O) 带宽日益增长的需求使系统设计变得更加复杂，并提高了系统成本。如今的高端 ADAS 系统使用多个不同分辨率的摄像头，并在汽车周围配备了各种雷达传感器，以提供驾驶环境的完整视图。对于从传感器收集的每组图像，AI 和计算机视觉支持的检测和分类算法都需要以每秒高帧率运行，以准确地解释场景。这给系统和软件设计人员带来了多项挑战，包括将这些传感器连接到处理系统、将其内容传输到存储器中，以及同步数据以供分类算法实时处理。

德州仪器 (TI) 的 TDA4VH-Q1 片上系统 (SoC)（如图 1 所示）集成了视觉预处理、深度和运动加速、AI 网络处理、汽车网络接口和安全微控制器 (MCU) 等功能。TPS6594-Q1 电源管理集成电路经过优化，可在需要满足汽车安全完整性等级 (ASIL) D 的应用中为 TDA4VH-Q1 供电，包括一些功能安全特性，比如电压监测、TDA4VH-Q1 SoC 的硬件错误检测，以及一个问答看门狗，用于监测 SoC 上的 MCU 是否存在导致锁定的软件错误。

图 1：TDA4VH-Q1 SoC 的简化图

支持多摄像头视觉感知

需要提高处理器性能的 ADAS 应用示例之一是多摄像头视觉感知。在汽车周围安装摄像头可提供 360 度视野，有助于防止正面碰撞，并帮助驾驶员对盲点和邻近车道的交通和行人活动保持警惕。

Phantom AI 利用 TI 的 J784S4 处理器开源软件开发套件 (SDK)，为 TDA4VH-Q1 开发了一个多摄像头视觉感知系统。Phantom AI 的 PhantomVision™ 系统为 TDA4VH-Q1 处理器提供了一整套 ADAS 功能，从符合欧盟通用安全法规到符合美国汽车工程师学会 (SAE) L2 级和 L2+ 级标准。除了车辆、弱势道路群体、自由空间、交通标志和交通信号灯检测等基本功能外，PhantomVision™ 还包括了施工区域、转向灯和尾灯检测以及基于 AI 的自我路径预测等附加功能。其多摄像头感知系统由前视、侧视和后视摄像头组合而成，可全方位覆盖车辆的 360 度视野，有助于消除盲点（图 2）。

图 2：Phantom AI 使用的 360 度视野的摄像头位置

通过利用 TDA4VH-Q1 的高性能计算、深度学习引擎和用于信号和图像预处理的专用加速器的组合，Phantom AI 使实时操作成为可能。专用视觉预处理加速器可处理相机流水线，包括图像捕捉、色彩空间转换和多尺度图像金字塔构建。结合德州仪器的深度学习库，TDA4VH-Q1 的每秒数万亿次高速运算多核数字信号处理器和矩阵乘法辅助引擎可提供具有快速算法和最小 I/O 操作调度的高效神经网络，从而实现高精度和低延迟。在本视频中，您可以了解到使用TDA4VH-Q1 处理器的 PhantomVision™ 系统的 ADAS 功能。

结语

为 SAE L2 级和 L2+ 级驾驶构建复杂的多传感器 ADAS 系统并不需要水冷式超级计算机。借助TI TDA4VH-Q1 这一类设计精良的 SoC，并由 Phantom AI 等专业汽车工程师进行设计和开发，可以向市场推出符合功能安全要求的高性价比系统。虽然我们对自动驾驶的未来充满热情，但设计符合功能安全要求的经济高效系统的真正目的是使我们的世界变得更加安全。使 ADAS 技术惠及更多汽车市场领域（使更多汽车配备更多 ADAS），为驾驶员和行人带来更好、更安全的体验。

其他资源

订购 TDA4VH-Q1 评估模块。
观看“汽车应用中的 Jacinto™ 处理器”视频培训系列。

低功耗毫米波雷达在泊车辅助应用中优于超声波的原因

Kevin Chen1 — Fri, 17 Nov 2023 03:11:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: AWRL1432

当今的泊车系统主要使用了超声波传感器，这是一种可以感应附近物体的低成本解决方案。尽管这种技术已发展成熟，但是原始设备制造商 (OEM) 必须满足成本敏感市场中泊车辅助和自主泊车应用不断发展的要求，而一级制造商也发现从超声波感应中挖掘更多性能所带来的回报在不断见少。

无论是下一代泊车辅助、自主泊车还是代客泊车辅助系统，都将比超声波感应需要更高和更长的分辨率、精度和距离来检测车辆的周围环境。

超声波传感器的现状

超声波泊车系统因自主等级而异，可以提醒驾驶员感应到的物体，也可以借助摄像头感应功能操纵车辆驶入停车位。如图 1 所示，这些系统使用汽车上安装的 8 至 12 个超声波摄像头，来实现完全覆盖，典型感应距离为 10cm 至5m。

图 1：超声波传感器（左）和 AWRL1432 传感器（右）的泊车配置比较

超声波传感器通过发射声波，并接收由路径上的物体反射的声波来感应物体。它们通过测量发射声波和接收回波之间的时间差，来计算附近物体的距离。如今，这些传感器通常向中央传感器融合电子控制单元 (ECU) 发送在高速分布式系统接口 (DSI3) 通道上所接收信号的整个波形。

与发射声波的超声波传感器相比，毫米波雷达传感器通过发射频率随时间增长的电磁波来感应物体。这类信号会从给定路径上的物体表面反射回来。毫米波传感器通过测量被感应物体的属性变化，来计算其距离、速率和到达角。

77GHz 毫米波雷达具有宽射频带宽，可实现精密的距离和速率测量，因此逐渐受到高级驾驶辅助系统和车身应用的青睐。尽管具有低成本，德州仪器 (TI) 的 AWRL1432 单芯片雷达传感器等器件还能在 4cm 至 10m 及以上的范围（具体取决于天线配置）精确感应物体。这一扩大的范围支持提前感应出障碍物，使驾驶员有更多时间做出反应并安全地驾驶。

雷达传感器用于泊车辅助的优势

超声波传感器针对声波在一种介质（如空气）的传播进行了优化（泥浆和雨雾等环境条件会限制其性能）。相比之下，毫米波雷达使用的电磁波不需要传播介质，并且在任何外部条件下可提供精密的物体感应。与超声波传感器相比，雷达传感器通常也不易出现错误读数，从而为泊车辅助功能提供了可靠的解决方案。

此外，由于超声波传感器会受到声波传播介质的影响，因此在汽车上安装超声波泊车系统时，需要在保险杠上采取不同的钻孔和喷漆工艺，这会给 OEM 带来巨大的成本。相比之下，毫米波雷达传感器可以安装在汽车保险杠上（如图2 所示），在简化安装的同时保持美观。

德州仪器的 AWRL1432 毫米波雷达传感器集成了模拟前端与数字处理后端，可在具有成本效益的控制器局域网灵活数据速率通道上传输处理后的输出数据，以便中央 ECU 做出决策。相较而言，将超声波传感器向中央 ECU 传输波形数据所需的 DSI3 电缆价格昂贵。您还可以在汽车上将AWRL1432 传感器和现有的角雷达结合使用（这种配置已变得越来越普遍），从而允许在空间日益受限的传感系统中重复使用多用途传感器。

图 2：多模式角雷达系统与 AWRL1432

结语

AWRL1432 传感器能够提供更大的距离、分辨率和精度，有助于满足当今的泊车辅助、入门级盲点检测和代客泊车等更高自主等级的未来应用的要求。其低功耗架构所需的有功功率更低，并且能够提供空闲和深度睡眠模式，可以在需要电池电源的脚踢开启和门感应应用中提供雷达优势。

AWRL1432 传感器不仅能够支持 OEM 和一级制造商提高泊车系统中的雷达性能，而且还能够在以前受成本和功耗限制的外部应用中实现。这些功能使得软件定义的多用途雷达的开发成为可能，同时，这些雷达可以重复使用相同的硬件，并缩短下一代近场传感应用的工程周期。

77GHz 毫米波雷达传感器如何应对脚踢开启系统面临的挑战

Kevin Chen1 — Thu, 16 Nov 2023 06:45:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: AWRL1432

对于传统的电动尾门和后备箱，用户需按住钥匙扣上的按钮来启用舱门。这会造成极大的不便利性，尤其是当用户手里拎着多个购物袋试图打开后备箱时。若使用脚踢等无需手动操作的系统开启尾门，您只需做出简单的脚踢动作，即可开启汽车的后备箱。

许多配备了脚踢开启系统的汽车利用电容式或超声波传感器来检测脚踢动作，但这些传感器面临着一些特殊的挑战。在此视频中，您可以了解如何借助德州仪器的毫米波雷达传感器等雷达技术实现高度准确的脚踢姿势检测。

本文将带领大家深入了解雷达技术如何提供比其他传感器更可靠的解决方案。

环境挑战

超声波和电容传感器易受环境因素的影响，这些因素会对脚踢传感器的可靠性造成不利影响。雨滴往往会吸收或分散超声波，从而改变超声波式脚踢开启系统的感应范围，导致无法在预期范围内检测用户的脚踢动作。有时，雨滴干扰也会导致误触发系统。

使用电容式脚踢传感器时，极端温度、湿度或灰尘和碎屑也会降低脚踢检测性能的可靠性。尤其是在寒冷的天气条件下，由于电导率降低，电容式解决方案中脚踢姿势的响应灵敏度可能会有所下降。

德州仪器的毫米波雷达传感器不容易受到环境因素的影响，并能够提供更加一致、可靠的脚踢检测，即使在雨雪天或雾天时亦是如此。因此，雷达式脚踢开启系统在不利天气条件下会更加可靠，而且对用户更加友好。

检测范围和视场限制

电容式和超声波脚踢开启系统在检测范围和视场方面具有若干限制。通常来说，用户与汽车后保险杠的距离必须很近，并直接在保险杠下做出脚踢动作时，才会开启尾门，这可能会使开启或关闭中的尾门碰到用户。

德州仪器的 77GHz AWRL1432 毫米波雷达传感器具有更大的检测距离，允许用户以靠近车辆保险杠的安全距离开启后备箱，最大程度减少尾门造成伤害的潜在风险。此外，AWRL1432 更宽的视场范围使其能从各个方向检测脚踢姿势，无需用户精确定位或以特定的角度做出脚踢动作。AWRL1432 甚至支持您设计出用户能够自行确定触发后备箱开启距离的系统解决方案，如图 1 所示。

图 1：AWRL1432 脚踢开启系统解决方案

脚部姿势检测挑战

现有的脚踢开启系统旨在识别特定姿势，通常会将车辆附近的随机动作误判为有意做出的脚踢姿势（或相反）。德州仪器的 77GHz AWRL1432 雷达传感器具有 90% 以上的姿势识别准确度，可精确识别用于开启尾门的脚踢姿势。AWRL1432 具有两个发射和三个接收通道，可实现更高的分辨率，并能够通过 Arm® Cortex®-M4 微控制器进行集成式处理，以及通过硬件加速器实现边缘处理。先进的片上信号处理算法可帮助区分有意做出的脚踢动作和其他随机动作，这项优势在人员密集环境下非常有用。

结语

德州仪器在设计 AWRL1432 时进行了成本和功耗的考量，其支持检测最多五个不同姿势的功能有助于实现灵活的脚踢开启系统，并且能为不同的姿势指定不同的功能。例如，手势可触发电动汽车的前背箱开启，脚踢姿势可触发后备箱开启。AWRL1432 上的集成式处理以及多个发送和接收通道还可用于集成障碍物检测等功能。

其他资源

请查看我们的 AWRL1432 产品详情。
开始使用适用于脚踢开启应用的 AWRL1432。
如需获取此器件的技术详细信息，请点击此处。

正确理解DRV8705-Q1的VGS检测机制

Cherry Zhou — Wed, 15 Nov 2023 05:53:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: DRV8705-Q1

作者：Frank Qin

Abstract

随着汽车电子的快速发展，汽车上很多电机的驱动方式已经从传统继电器逐渐演变成为MOSFET驱动的直流电机。同时，为了实现更高速和更精确的控制，现在对于MOSFET预驱的要求也逐渐变高。DRV8705-Q1作为一款高度集成式 H 桥栅极驱动器不仅可以满足现在越发精细的需求，也可以实现更多元的保护，确保系统运行过程中的各种风险和错误都可以被识别到并实施保护。本文即具体讨论DRV8705-Q1的V_GS检测机制以及一些经验分享。

Contents

1. 背景介绍............................................................1

2. 诊断和保护类型..................................................2

2.1 V_GS监控机制................................................... 2

2.2 V_GS监控触发点：t_DRIVE以及deglitch time.......3

2.3 V_GS报错和恢复机制......................................... 4

2.4 V_GS监控和INx信号反转的关系......................... 4

3..... Corner case举例............................................ 5

4..... 总结................................................................ 6

参考文献..................................................................6

Figures

Figure 1. DRV8705内部设计示意框图......................................... 2

Figure 2. V_GS错误检测的触发点和有效区间................................. 3

Figure 3. V_GS报错和不报错的两种情况........................................ 4

Figure 4. MOSFET闭合太缓导致的V_GS误报举例....................... 6

1. 背景介绍

DRV8705-Q1 是一款高度集成式 H 桥栅极驱动器，能够驱动高侧和低侧 N 沟道功率 MOSFET。它可使用集成式倍增电荷泵（针对高侧）和线性稳压器（针对低侧）生成合适的栅极驱动电压。DRV8705-Q1 提供了一系列保护功能，可确保系统稳定运行。此类功能包括适用于电源和电荷泵的欠压和过压监控、适用于外部 MOSFET 的 V_DS 过流和 V_GS 栅极故障监控、离线开路负载和短路诊断，以及内部热警告和热关断保护功能。DRV8705-Q1有两种版本，H版本为硬线版本，可以简化控制并节省MCU引脚资源。S版本为SPI控制，可以详细配置和诊断。

2. 诊断和保护类型

DRV8705-Q1可以支持多种诊断和保护类型，包括运行前的系统监控（offline diagnostic）和运行中的故障监控：对于电源和电荷泵的欠压及过压监控、针对外部MOSFET的V_DS和V_GS栅极故障监控、离线开路负载和短路检测，以及内部热警告和热关断保护。其中为了保护外部MOSFET，V_GS检测和保护尤为重要：通过对外部MOSFET的V_GS电压的监控并控制MOSFET的开关，可以有效防止MOSFET的栅极短路错误或栅极电压卡在高位或低位的情况。

Figure 1. DRV8705内部设计示意框图

2.1 V_GS监控机制

V_GS（栅源电压）是栅极相对于源极的电压，V_TH（阈值电压）是MOSFET导通或截止的阈值。栅源电压（V_GS）与阈值电压（V_TH）之间的关系直接决定了MOSFET的导通与截止状态。要实现 MOSFET的开关功能，需要确保 V_GS 大于 V_TH。在MOSFET导通时，栅源电压（V_GS）大于阈值电压（V_TH），沟道形成，电流可以通过器件。而在MOSFET截止时，栅源电压（V_GS）小于阈值电压（V_TH），沟道被堵塞，电流无法通过。

因此DRV8705通过监控V_GS和设定的阈值V_{GS_LVL}做比较（如图1），来判定MOSFET是否正确的导通或者截止。以此来防止输出错误、栅极短路以及上下管直通的问题。V_{GS_LVL}可以通过寄存器9h bit1来修改，有1V和1.4V两个选项。V_GS fault会在V_GSHx和V_GSLx的上升沿和下降沿做检测，当在t_DRIVE时间内没有检测到V_GS电压穿过V_{GS_LVL}时，就会报出V_GS fault的错误，芯片停止输出并提出警报（拉低nFAULT或WARN）。所以datasheet的Table 7-9将V_GS触发条件标注为V_GS> V_{GS_LVL}是不够严谨的，应以datasheet章节7.3.8.8 Gate Driver Fault (V_{GS_GDF})中描述的“cross”为准，可以包含上升沿和下降沿的两种情况。

2.2 V_GS监控触发点：t_DRIVE以及deglitch time

MOSFET正在打开或者闭合的这个时间称之为t_DRIVE，也就是V_GSHx和V_GSLx这两个电压正在上升或者下降的时间（如图2）。对于V_GS错误检测来说，t_DRIVE时间就是blanking time，这个时间内V_GS相对于阈值的关系是不会被关注的。而deglitch time是真正去判断V_GS和阈值之间相互关系的时间区间，对于DRV8705-Q1来说，无论是S还是H版本，deglitch time都固定在2us。也就是意味着如果V_GS在这2us的时间内依然没有穿过阈值，芯片会在认为MOSFET没有正确地打开或者关闭，芯片会在2us结束后报错。

Figure 2. V_GS错误检测的触发点和有效区间

图2中绿色部分比较直观地展示了检测V_GS fault的场景，即V_GSHx和V_GSLx在上升沿和下降沿的t_DRIVE（blanking time）结束后开始检测，deglitch time是紧接着t_DRIVE结束后立即开始的。在绿色区域的时间内检测到的V_GS错误都会在2us的deglitch time结束后报错。图3举例说明了V_GS报错和不报错的两种情况。

Figure 3. V_GS报错和不报错的两种情况

请注意，对于DRV8705-Q1来说，t_DRIVE的时间并不是由MOSFET决定的。H版本的t_DRIVE固定为4us，S版本的t_DRIVE是可以通过寄存器调整的（2~96us）。因此，在利用DRV8705-Q1s设计时，请根据选用的MOSFET型号以及配置的I_DRIVE电流确定合适的芯片t_DRIVE时间。判断标准为，需保证MOSFET打开或闭合的时间不长于DRV8705-Q1的t_DRIVE时间，否则极有可能被芯片判断为V_GS fault。

2.3 V_GS报错和恢复机制

当V_GS fault被诊断出后，DRV8705S-Q1可以支持四种不同的报错和恢复机制，可以根据实际系统需要进行选择：

Latched Fault Mode：发现错误后，驱动停止使能，nFAULT pin、FAULT寄存器和VGS寄存器都会报错。而且当故障移除后必须通过手动清除CLR_FLT寄存器才可以重置并恢复驱动。
Cycle by Cycle Mode：发现错误后，驱动停止使能，nFAULT pin、FAULT寄存器和VGS寄存器都会报错。当下一个PWM信号进来后，驱动即可自行恢复。但是VGS寄存器仍会留存信息，需要手动清除CLR_FLT寄存器。
Warning Report Only Mode：发现错误后芯片只会通过寄存器和WARN提示，并不会中止输出。
Disabled Mode：发现错误后不会有任何的反馈和提醒。

DRV8705H-Q1版本是固定在了Cycle by Cycle Mode，t_DRIVE和deglitch time也都是固定不可调的。

2.4 V_GS监控和INx信号反转的关系

DRV8705-Q1支持PWM控制，因此MOSFET上下管的开闭也是可以通过PWM不同的占空比来实现不同的开闭频率。因此代表PWM信号反转的INx信号可以看作是MOSFET开闭动作的触发。如图2所示，每次INx信号反转都出发了MOSFET上管或下管的闭合。

但是，当占空比很小时，INx的反转信号很可能会落在t_DRIVE或deglitch time这个区间中。INx落在不同的地方也会给VGS诊断带来不同的影响，VGS诊断报错也会做出不同的反馈。根据IN信号发生反转的不同时间点，以DRV8705H-Q1（t_DRIVE=4us）为例，三种情况分类如下：

当IN信号反转发生在blanking/t_DRIVE time(4us)内，此时是V_GS的blanking time，错误不会被识别。而新周期的诊断会随着IN信号反转同步开始。
当IN信号反转发生在deglitch time(2us)内，此时如果有相应错误已经达成触发条件，nFAULT依然会在deglitch time后报错。而新的诊断是随着IN信号反转同步开始。
当IN信号反转发生在blanking和deglitch time（4+2us）之后，随着IN反转，上一个诊断直接停止，进入下一个周期的诊断。

3. Corner case举例

如下图4的示波器截图，测试芯片是H版本的DRV8705H-Q1。其中绿色是IN信号，蓝色是V_GSHx，粉色是V_GSLx，黄色是nFAULT信号，X轴每格是2us。

从波形可以看出，黄线nFAULT拉低表示报错，芯片判断为V_GS fault，nFAULT拉低的时间正好大约是IN信号拉高的6us之后，也就是t_DRIVE+deglitch的（4+2）us。从绿色的IN信号可以算出，此时的PWM（50Hz）占空比很高，是92%，MOS管上管下降很缓，没能在IN高电平的时间内完成下降，粉线表示的下管没有成功开启，可以看到此时蓝线表示的上管已经开始第二次开启。从波形图可以清楚看到，由于MOSFET下降太缓，导致没能完成闭合。这个case巧合的地方在于，IN信号反转的时间点正好和t_DRIVE时间结束也就是deglitch time诊断开始的时间点是重合的。对于V_GS诊断来说，此时就正式开始监控，而恰好此时IN信号发生反转，则V_GS诊断直接记录了此时的V_GS电压并在2us的规定动作之后报错拉低了nFAULT。

这个case虽然巧合，恰好因为PWM占空比的IN反转信号踩在了blanking time结束的时间点，触发了诊断报错。但是真正引发错误的根本原因是MOSFET下降太缓，没有在t_DRIVE的时间内完成下降而触发了错误。因此在配置t_DRIVE时间以及MOSFET选型时，这是需要注意规避的要点。

Figure 4. MOSFET闭合太缓导致的V_GS误报举例

4. 总结

DRV8705-Q1作为一款集成了多种诊断和保护功能的H桥栅极桥驱芯片，可以灵活应用在各类需要马达驱动的汽车类应用中。正确理解DRV8705-Q1的诊断和保护模式也可以更好地利用该芯片实现安全高效地应用。

参考文献

使用并行输出的解串器分解SerDes系统中的各类信号

Cherry Zhou — Wed, 15 Nov 2023 05:42:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: DS90UB926Q-Q1, FLINK3V8BT-85, DS90CF386

作者：Frank Qin

问题背景：

在IVI系统中，SoC-串行器-解串器-屏幕的链路中存在很多的干扰及未知因素。尤其是当下各类芯片基本都没有提供各类信号的并行输出，导致难以在串行链路中的各个点位分别抓取我们希望得到的数字信号，从而导致在整个系统出现不稳定或者时钟及脉冲信号不匹配时，我们无从下手去找到不匹配的点。

解决思路：

如果可以把串行信号或者“黑盒子”中的有意义的信号单独抓取出来，找到其中的“可变量”和“定量”，就可以比较简单的判断出链路中是否有哪个信号出现的偏差或抖动。

LVDS 可在并行和串行数据传输中工作。在并行传输中，多个数据差分对同时承载多个信号，其中包括用于同步数据的时钟信号。在串行通信中，多个单端信号被串行化为单个差分对，数据速率等于所有组合单端通道的数据速率。

因此，当我们需要分别分析各个数据的时候，并行数据传输的优势就比较明显了。

可做参考的四个信号：

PCLK（时钟信号）、DE（data enable数据使能信号）、Hsync（行同步信号）和Vsync（场同步信号）。

PCLK：在FPD-Link链路中，PCLK由SoC生成并发出，途径的FPD-Link SerDes芯片都参考此时钟信号。但目前的SoC和SerDes芯片都因为串行数据的传输格式而无法实际测量PCLK的数值。因此也无法确定SoC实际发出的PCLK是否和设置的理论值一致。因为链路上的SerDes芯片都是根据理论设置的PCLK值保持一致，所以一旦链路中的实际PCLK值有偏差，链路上的视频信号将会产生时钟偏差。

DE：顾名思义，DE信号是用于使能有效信号的，它用来区分有效视频数据（active data）和消隐信号（blanking）。由图1可以看出，DE信号仅在有效信号的区间内是高电平，其余均为低电平。因此，DE信号会由有效视频信号和消隐（包括Sync pulse、front porch和back porch）。

Hsync和Vsync：对于视频信号来说，每行图像信号扫描完之后都需要跳转至下一行，而Hsync也就是行同步信号就是每完成一行时候出现的一个用作提示的高电平。Hsync的周期可以直接理解为视频信号一行有效区加上消隐区的总脉冲周期。换句话说，Hsync就是每行的数据总和，不会受到时钟信号以及有效信号设置的影响，在整个链路中会保持一致。同理，Vsync是纵向的脉冲总和。

在TI的FPD-Link III代编解串器中，DS90UB926Q-Q1就是这样的一个输出模式。通过UB926的框图，可以看到输出的信号是分解出了上文提到的HS、VS、DE和PCLK数据。只需要在输出端用示波器或者分析仪抓取对应的信号即可。因此如果希望了解video source或者Sereializer在进入display之前的信号是否有异常或抖动，使用一个DS90UB926QEVM是最简单最直观的办法。

但有时无法替换掉deserializer或者我们需要把deserializer包含在被测试的链路中，下面会介绍一种原理一样的方式来分离出想要观察的HS、VS、DE或PCLK信号。

工具介绍：

DS90CF386的EVM板（官网名称FLINK3V8BT-85）。

DS90CF386是FPD-Link的解串器，可以接收高达85MHz的LVDS信号输入。它的特点是可以做到并行的LVCMOS输出，如图所示，DS90CF386可以分别输出DE、RGB data、Clock、Hsync和Vsync数据给到接收端。这样的特性刚好可以解决我们新一代FPD-Link产品无法分别识别出这几个信号的问题。

DS90CF386共有ROUT[27:0]共计28个并行信号输出接口和一个专门的Clock output接口，其中24个作为24bits RGB信号输出，分为3组，每组8个。这24个输出接口应用于RGB666的信号格式，分别是模式下的24 color bits (R[8:0], G[8:0], B[8:0])，另外4个是对我们这个应用最关键的3 个控制信号(VS, HS and DE)以及一个CNTL信号。如上文提到的，VS, HS和DE是我们可以组为参考的重要标准。而在DS90CF386EVM板上，RXCLKOUT 作为了RCLK的输出引脚，可以直接作为引出CLK信号以作参考。

实际应用举例：

此系统为SA8155作为DP source，DS90UB983和DS90UB948作为FPD-Link编解串器的一个汽车中控屏架构。从8155主芯片发出的DP视频信号经过983和948最后到屏幕的过程中，我们都没有方便的测试点可以抓取这条视频信号的PCLK。因此当屏幕图像出现抖动的时候，我们无法得知何处的CLK时钟信号有偏差，即使知道8155发出的PCLK时钟信号和设置的理论值有偏差，我们也无法知晓具体偏差了多少以及调整的方向。此时，可以在948的LVDS输出后面接上一个DS90CF386 的EVM板，通过它把这个视频链路中的PCLK时钟信号抓取出来，通过和Hsync的对比确认PCLK是否有偏差并确定调整方向。

DS90CF386EVM板在使用时很简单，给VCC接上3.3V电源并接地后即可启动。因为作为LVDS输入的J2是micro USB接口，因此可能需要一些转接工具把948输出的信号连接至DS90CF386。以上连接完成后即可通过J1的输出抓取到这个视频信号通路里面的PCLK等数值。

通过这种方法获取的PCLK是链路中实际的像素时钟，可以通过和SoC以及串行器中设置的PCLK值进行对比，确认实际链路中的像素时钟是否和设置值有偏差以及偏差了多少。其中可以作为参考的一个重要指标就是Hsync值。如前文提到的，Hsync是不会受到时钟的影响，因此将Hsync作为周期性的参考基准是最为合适的。如果SoC或者整个系统会导致PCLK有不规律的抖动，此时单纯靠示波器显示出来的频率时难以判断的，因为不规律的抖动无法通过示波器的暂停或者触发等功能抓到。此时最有效的方法是使用示波器的无限余晖模式让PCLK波形不断叠加，如果没有不规则抖动，PCLK波形应当不断重叠在一起。

总结

随着汽车应用中需要传输的视频信号速率越来越高，DP/MIPI等协议逐渐成为主流，在这样一个完全由串行信号组成的系统中逐步拆解并定位可疑的异常点就需要一些可以破局的方法。本文即介绍了一种使用并行信号输出的解串器来分离各个信号以便分析的方法。

D类功放LC 滤波器数值计算及选型指导

Cherry Zhou — Wed, 15 Nov 2023 04:56:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TAS6424E-Q1, TAS6584-Q1

作者：Imelda Zhang

随着电动汽车的发展，车载音响系统的信道的数量和输出功率均在逐步上升。D类功放以小尺寸，高输出功率和高效率的优点，成为车载音频类产品的中坚力量。D类功放将输入的声音信号同三角波进行比较，生成PWM波形，并通过LC滤波器将声音还原，实现声音放大。为实现更好的音频表现及满足车载EMI需求，合理的LC滤波器设计和选型变得尤为重要。文主要针对D类功放LC滤波器电感电容值进行推导计算，并对电感及电容选型的注意事项进行介绍和分析。

图1. D类功放结构说明图

1. 2.1MHz LC滤波器数值计算

图2.BD调制模式下的LC滤波器

图3.BD调制模式下LC滤波器等效模型

图4. 单端LC滤波器

以TAS6424E-Q1和TAS6584 -Q1为例，该产品工作在BD调制模式，BTL输出时，LC滤波器的结构如图2所示。如图3、图4所示LC滤波器可转换为2个完全一致的单端模型。

在实际应用中，在客户确定谐振频率和喇叭电阻值后即可确定LC滤波器的数值。可以假设谐振频率与负载或任何器件的寄生电阻无关，即滤波器-负载组合电路的谐振频率就是，即不包含电阻项。由于品质因数确定了响应曲线在谐振频率时的峰值大小，在临界阻尼时，我们取品质因数Q值为0.707。

其中，为谐振频率，为BTL模式下喇叭负载阻抗的一半，Q为电路的品质因数，L和C为LC滤波器的电感电容值。

联立解得，L和C的值如下

LC滤波器选型的注意事项：

1）人耳可听范围内20Hz-20KHz频响平坦

2）谐振点品质因数不宜过大，如巴特沃斯滤波器

3）对开关频率及其各次谐波的压制达-40dB以上

为保证20KHz内频响曲线平整，在2.1Mhz开关频率下，80KHz，90KHz等是常用的谐振频率值。LC滤波器的谐振频率若设置过小，如2.1Mhz开关频率下设置在30KHz，在十几KHz会出现明显的频响下降。在开关频率为480KHz时，40KHz时常用的谐振频率。

若此时开关频率为2.1Mhz，带入RL=2Ohm，转折频率=95kHz ，可得：

对于电感而言，3.3uH价格相对便宜，则选择3.3uH电感。由于电容存在直流偏执电压下，电容降额的情况，根据标准电容值选择1uF电容。若客户对EMI要求高，可适当增大L值来降低Q值。在第二节单端LC滤波器S参数下频率响应计算中会验证3.3uH电感1uF电容满足LC滤波器选型的3点注意事项。

若此时开关频率为480KHz，带入=2Ohm，转折频率=40kHz 可得：

则可以选择10uH电感及2.2uF电容。

对于TAS6584-Q1而言，PVDD可以达35V以上。工作电压越高，对EMI的表现也越严苛。若客户在测试时对于EMI有要非常严格的要求，除了增大电感值降低ripple外，还可以在二阶LC滤波器后级再加二阶LC滤波，形成四阶滤波器，进一步压制在开关频率下的频率响应，如表1所示。若客户使用TAS6584-Q1的ClassH功能，且测试标准要求Pout=1W，PVDD电压度较低，则此时可以按照二阶滤波器进行设计。

表1 TAS6584 LC 滤波器配置

EMC Condition	Switching Frequency	LC filter configuration				Cutoff Frequency, 4-Ω load
EMC Condition	Switching Frequency	L1	C1	L2	C2	Cutoff Frequency, 4-Ω load
Class-H enabled, or 24V and below power supply	384kHz/480kHz	10uH	2.2uF			41.82kHz
Limitation on fundamental frequency		15uH	2.2uF			29.79kHz
Standard configuration		10uH	1uF	1uH	0.22uF	43.85kHz
High limitation on full band		10uH	1uF	3.3uH	1uF	38.93kHz
Only for 24V and below power supply application	2MHz	5.6uH	1uF	0.68uH	0.22uF	76.34kHz
Only for 14.4V and below power supply application	2MHz	3.3uH	1uF	0.68uH	0.22uF	113.19kHz

此外，TAS6584-Q1 GUI中含有 Gain Compensation Biquads 均衡器可对品质因数Q和增益Gain值进行调整。

2. 单端LC滤波器S参数下频率响应计算

图5. BD调制模式下单端LC滤波器等效S模型

本文在上一节描述了LC滤波器的的数值计算方法。本节将通过S参数模型分析计算，验证2.1Mhz开关频率下3.3uH和1uF组合LC滤波器满足以下3个条件，以证明在其在满足EMI前提下，对Audio performance没有影响。

1）人耳可听范围内20Hz-20KHz频响平坦

2）谐振点品质因数不宜过大，如巴特沃斯滤波器

3）对开关频率及其各次谐波的压制达-40dB以上

如图5所示以RL电压为目标进行传递函数列写：

以TAS6424E-Q1为例，R=4ohm， L=3.3uH ， C=1uF带入H(S)化简为：

将带入可得：

在截止频率点，解得：

由可得：

在谐振频率点，解得：

由传递函数做出2.1Mhz开关频率，L=3.3uH ， C=1uF的增益-频率响应曲线如图6所示。在图示曲线下，20KHz以内的频响保持平整，且在2.1MHz开关频率下的增益小于-40dB，满足条件1)和3)的要求。

品质因数Q值的计算如下，带入RL=2ohm， L=3.3uH得品质因数，满足条件2）的要求：

品质因数如果过大，在谐振频率点处增益过高容易引起过流。若高频能量过大，可以选择在喇叭两端添加RC snubber抑制Q值。若客户对EMI要求高，可适当增大L值来降低Q值。

图6. 3.3uH 1uF情况下LC增益-频率响应曲线

3. 电感选型注意事项

1）DC电流

图7. 3.3uH电感电流关系曲线

图8. 不同电感THD+N - 输出功率曲线图600KHz, 4Ohm

图7为3.3uH电感电流的关系曲线，随着直流电流的增加，电感值呈降低趋势。电感的线性度会直接影响THD+N的表现。在负载电流最大时，保证电感在标称值的75%以上，电感的饱和电流大于流经电感的最大电流。

需要注意的是，流经电感的最大电流不等于喇叭所需的最大功率电流。流经电感的电流主要包含以下3部分：

a）流经喇叭的功率电流：

：喇叭所需的最大功率；R：喇叭电阻值

b）纹波电流：

供电电压；：电感值；

c）LC滤波器充电电流：该部分取决于PVDD电压及电压值，Tina仿真结果如图9所示。

图9. LC充电Tina 仿真图

此外，还有以下两种特殊情况需要考虑在内，在该类情况下，也要保证电感的饱和电流大于以下情况的最大值。

d）无音频输入时的启动电流：

在D类功放无音频输入启动时，管子的duty cycle从0增加到。

其中，（BD调制），0.14（1SPW调制），0.14（Hybrid调制）。

e）音频播放时，突然的高频突变信号注入产生的削波电流:

高频输入突然上升使得削波发生，伴随PWM 的 duty cycle陡然上升，此时电流也会随之脸大，计算公式如下：

2）温升

由于直流电阻DCR的存在，电感上会存在铜损。随着负载电流的增加，电感温度会呈现上升趋势。另外，由于集肤效应导体内部电流分布不均匀，集中在导线表面，进而造成导线的等效交流电阻随频率而提高，交流损耗同样随着电感电流而逐渐增大。DCR越小越好，小于50m Ohm为佳。在最大负载电流通过时，电感温升应在数据手册要求范围内，通常不超过40℃。

图10. 电感温升和负载电流关系曲线

3）电感磁芯材料

电感材料可以分为高导磁率，中导磁率和低导磁率的产品。金属合金属于低导磁率材料，铁氧体电感属于中高导磁率材料。如图11所示，在未达到饱和电流前，金属合金类低导磁率材料的感值便随着电流上升而下降，受温度影响较小。铁氧体类高导磁率材料在未达到饱和前拥有更稳定的感值，但饱和电流很低。此外，铁氧体受温度影响更大，饱和电流值随温度的升高而降低。金属合金类磁芯类低导磁率材料削弱了电感芯内的磁场，引入的谐波更小，进而THD的表现会更好，推荐用在D类功放的LC滤波器中。

图11. 电感温升和负载电流关系曲线

为了降低串扰，可以使用屏蔽磁芯类电感，该类屏蔽电感有更好的EMI表现。另外在布局时尽可能增加电感之间的距离，如两个过孔以上宽度，或如图12所示，根据电感厂商建议调整电感摆放方向。

图12. 电感方向调整示意图

4. 电容选型注意事项

1）电容耐压值及直流电压偏置

负载两端的电压包含两部分，直流偏置电压和音频交流电压。直流偏置电压通常为PVDD电压的一半，交流电压随输入音频改变。由上可知，电容电压的计算公式为：

图13. 负载电压构成示意图

客户可根据以上公式计算值选定合适电容耐压值，通常为1.5倍及以上。另外，由于直流偏置电压存在，电容的实际容值会随着电压的增加而降低。如图14所示，有效电容值下降会导致LC截止频率变化，进而有可能导致EMI测试失败。在DC直流偏置下，客户需保证电容值的变化在合理范围内。

图14. 截止频率随电容变化关系图

图15.陶瓷电容容值变化百分比同直流偏置电压关系曲线

2）温升

电容损耗同电感类似主要来源主要为3部分，一部分为等效串联电阻损耗，交流电流在每个开关周期流经相应频率下的等效串联电阻造成一定损耗。ESR越小损耗越低。此外，PVDD的两端的旁路电容的ESR越小，PSRR表现越好。

另一部分为泄露电流损耗，该部分取决于电容绝缘材料电阻，不做考虑。

最后一部分为电介质损耗，由于电容两端施加了交流电压，电容电场发生周期性变化，电介质中的带电质点要沿交变电场的方向作往复的有限位移并重新排列。这时质点需要克服极化分子间的内摩擦力而造成能量损耗。

图16. 功率角电感电阻关系示意图

在计算出电容损耗值后，可根据数据手册中的热系数计算理论温升值。电容所达的最大温度需要小于数据手册要求。

3）电容类型

金属薄膜电容相较于陶瓷电容具备以下优良性能：无极性，绝缘电阻好，频率响应宽且介电损耗很小，电容值电压降额小。但由于结构原因电压转换速率过高时，金属薄膜容易被破坏。在选型时需要计算最大的电压的上升时间，并保证该值在数据手册要求范围内。

若需要获得最佳的音频性能，建议使用金属化薄膜电容器而不是陶瓷电容器。金属薄膜电容器价格更高，客户可根据需要自行选择电容类型。就电容封装而言，0402或0603的电阻均可满足要求。

综上，本文主要针对D类功放LC滤波器电感电容值进行推导计算，并对电感及电容选型的注意事项进行介绍和分析。德州仪器TAS6424E-Q1及TAS6584-Q1均可通过以上公式进行分析计算。 TAS6424E-Q1芯片集成了AC、DC故障诊断，可实现负载短路到电源、负载短路到地、负载开路、负载短路等故障诊断，并实现高精度的负载阻抗和相位测量。TAS6584-Q1芯片除以上功能外，还具备实时故障诊断，对系统的安全可靠性做出更好的评估检验，并实现单路150W以上输出。

汽车自动旋转屏选型指南

Cherry Zhou — Tue, 17 Oct 2023 06:41:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: MSPM0G3507, DRV8316-Q1, DRV5055, TMAG5173-Q1, DRV5055-Q1, MCF8316C-Q1, MCT8316Z-Q1, MCF8316A, MCT8316A, DRV8243-Q1, DRV8244-Q1, DRV8889-Q1, DRV8876-Q1, DRV8874-Q1, DRV8873-Q1, DRV8245-Q1, DRV8874, DRV8899-Q1

作者：Mason Chen

1. 前言

当车辆与智能相融合，不仅是自动驾驶，智能座舱也成为了当下的焦点。在目前的智能座舱中，屏幕毫无疑问地充当着主角，其大小不一，种类繁多的屏幕出现在了车内的各个角落之中。作为人与车辆重要的沟通及交互的桥梁，中控屏的尺寸不仅越做越大，而且不少厂商选择旋转大屏，不仅可以实现多场景便捷交互，而且可以使车载娱乐系统更加智能。其中的典型代表有比亚迪，全新一代唐&秦Pro中控屏会根据场景自动旋转到横/竖屏模式。而实现车载触摸屏可旋转，电机的作用不可或缺。要想实现电机的精准运动，电机驱动芯片的选择至关重要。

图1. 旋转中控屏

图2. 可翻转吸顶屏

旋转屏大多都采用直流电机。因为与交流电机相比，直流电机的控制系统更容易实现。因此，在需要控制速度、转矩或位置时，通常都采用直流电机。常用的直流电机有两种：有刷电机和无刷电机。顾名思义，有刷直流电机带有电刷，电刷可以使电机换向并旋转；而无刷电机则用电子控制取代了机械换向功能。旋转中控屏是既可以使用有刷直流电机，也可以使用无刷直流电机。两种类型的电机基于相同的线圈和永磁体吸引与排斥原理，二者都具有各自的优缺点，可以根据应用需求进行具体选择。表1总结了两种电机类型的主要优缺点。

表1. 两种电机类型的主要优缺点

	有刷电机	无刷电机
使用寿命	短(电刷易磨损)	长(无电刷)
效率	中等	高
电气噪声	嘈杂(电刷电弧)	安静
可听噪音和转矩脉动	严重	中等(梯形换向)或良好(正弦换向)
速度和加速度	中等	高
成本	最低	中等(需要MCU或其他电子设备)

无刷电机现在越来越普及，特别是在汽车电机等大批量应用中。随着无刷电机及其相关电子设备（如微控制器）的成本不断降低，无刷电机逐渐渗透传统有刷电机占据主导的应用。在高端车型中绝大多数电机已经换成了无刷电机，因为它们产生的噪音更小。

2. 无刷直流电机

选择 BLDC 驱动器时，第一步是确定电机的功率等级，中低功率应用适合用集成FET驱动器，大功率电机驱动系统适合用栅极驱动器。功率一般可以由电压与电流的乘积决定。在电池供电系统和线路供电系统中，电源电压都可能会发生变化，因此电机驱动器应至少支持电池的最大电压，并提供额外的裕量，防止系统中出现电压反馈或瞬态。对于稳压良好的电源和低功耗电机，TI建议使用额定电压高达最大电压1.2倍的电机驱动器，而对于大功率电机和电池系统，则建议使用1.5倍到2倍的电机驱动器。集成式FET架构的电机功率可通过方程式1计算得出，其中V_M是电机电压，I_RMS是电机的标称电流。

P=V_M×I_RMS(1)

经常有客户问到电机支持的峰值电流是多少，需要说明的是，峰值电流是电机中可能由开关、浪涌或寄生效应引起的最大短时电流。如今，许多电机驱动器都具有过流保护等内置保护功能。峰值电流是在过流保护功能启动之前可以驱动的最大电流。TI的集成式FET驱动器可以驱动高达数十安培的峰值电流。对于电机驱动功率的选择，表 2 比较了栅极驱动器和集成式 FET 驱动器架构的规格。

表 2. 电机驱动器架构

	栅极驱动器	集成FET驱动器
电源	大功率（通常大于 70W）	中低功率（通常小于 70W）
电压范围	最高 10V	通常为60V或更低
栅极驱动器电流	拉电流/灌电流大3.5A/4.5A	-
峰值电流	-	高达 13A
MOSFET	外部	内部
热性能	功率在外部 MOSFET 中耗散	受集成封装尺寸的限制
解决方案尺寸	更大	更小

由于旋转屏或者可翻转吸顶屏应用在车内，对于噪声有一定要求，否则可能会影响乘客的乘车体验。电机噪声的主要影响因素是电机的控制方式。无刷直流电机通常有三种控制方式：梯形波控制、正弦波控制和磁场定向控制（FOC）。

1. 梯形波

梯形换向是旋转三相无刷直流电机的最基本方法。这是通过每 60 度电角以 6 步模式为绕组通电来实现的，这样一来，一个相位为电机提供拉电流，另一个相位为电机提供灌电流，最后一个相位保持未连接（高阻态）。这会为每个相位产生 120° 梯形电流波形（图3）。梯形波可以通过有传感器或无传感器的方式来确定电机的位置并有效地对电机进行换向。它是一种低成本、易于实施的解决方案，可产生高转矩和速度，并将 MOSFET 开关损耗降至最低。然而，由于电流驱动不理想，它的分辨率很低，并且会导致转矩纹波和可听噪声。

图3. 梯形控制 (120°)

2. 正弦波

正弦换向是另一种换向方法，三相同时通电，并且三相电流在 180 度电角内呈平滑的正弦波变化（图4）。定子的正弦磁通会吸引转子，从而使转子平稳旋转。由于无刷直流电机的反电动势 (BEMF)呈正弦变化，若电机电流也呈正选波变化则产生的转矩是恒定的。这意味着电机噪音小，功效高。

图4. 正弦控制 (180°)

3. 磁场定向控制

FOC 是 Field-Oriented Control 的缩写，即磁场定向控制，它是一种高效换向技术，用于精确高效地控制电机的速度和转矩。顾名思义，FOC技术会使定子磁场与转子磁通垂直，以便实现最大转矩。FOC 的实现可能非常复杂，因为它需要复杂计算处理能力来处理数学变换和计算，例如 Clarke Park 变换、反Clarke 变换和反Park变换。如果通过相位定子电流和电压以无传感器的方式估算位置和速度，则微控制器必须足够快，以便在电机旋转时估算角度和速度。这可能需要使用实时数字信号处理器 (DSP) 来对这些数学计算进行流水线处理或实施大型查找表并同时计算其余变换。对于需要高精度的FOC的应用需要高精度编码器。根据编码器的分辨率，在实现转矩脉动最小化的同时实现精确的位置控制。

图5. 磁场定向控制状态矢量图

表 3. 不同控制方法的比较

	梯形波	正弦波	磁场定向控制
算法复杂度	低	中	高
电机效率(MTPA)	低	中	高
最大速度	高	低	中（标准 FOC）高（磁场变弱）
MOSFET 开关损耗	低	高	高
转矩纹波	高	中	低
可听噪声	高	低	更低

由旋转屏和可翻转吸顶屏的市场要求：电机应移动到特定位置、能够保持该位置并来回移动，噪音尽可能的小（可能会有客户要求在距离电机50cm处的噪音不超过30dB），电机功率一般不大于70W。并根据上述分析可得出，选择集成FET驱动器（有利于减少体积并减少外围电路设计），并支持磁场定向控制以最大限度的降低噪音，无位置传感器方案和带传感器方案都可行（如今的无位置传感器方案已经应用广泛并较为成熟）。TI提供多种电机控制方案供客户选择，以下重点介绍两种方案。

方案一：MCU+Motor Driver-- MSPM0G3507+DRV8316-Q1（具有旋转屏和吸顶屏的成功案例）

图6. 方案一MSPM0G3507+DRV8316-Q1

现代电机驱动系统的性能不断提高、因此对实时控制的要求也相应提高。对于旋转屏应用，要求电机实现高精度的位置控制，对精度有一定要求。TI 的MOG3507微控制器或C2000 MCU可提高模拟集成度、从而在不到1 μ s 的时间内执行电流环路、即快速电流环路。通过在现代控制拓扑中利用快速电流环路、设计人员能够以更低的成本开发尺寸更小、性能更高的系统。

DRV8316-Q1可驱动12V 且功率高达40W无刷直流电机的客户提供了一种单芯片功率级解决方案。DRV8316-Q1 集成了三个1/2-H 电桥，具有40V的绝对最大电压和 95mΩ（高侧加低侧）的超低RDS(ON)，可提供大功率驱动能力。通过集成电流检测功能完成检测，无需外部电流检测电阻器。可调降压稳压器和 LDO 的电源管理性能为芯片生成3.3V/5V电压轨，可用于为外部电路供电。DRV8316-Q1 实现了 6x 或 3x PWM 控制方案，可用于使用外部微控制器实施有传感器或无传感器磁场定向控制 (FOC)、正弦控制或梯形控制。DRV8316-Q1 能够驱动高达 200kHz 的 PWM 频率。该控制方案可通过硬件引脚或寄存器设置进行高度配置，可实现电机电流限制和故障响应。

MSPM0G3507 是具有 CAN-FD 接口的混合信号微控制器，具有较好的价格优势。具有纠错码 (ECC) 且高达 128KB 的闪存，可用于故障诊断的大容量闪存。具有硬件奇偶校验且高达 32KB 的 SRAM。低功耗：整个系统的电流消耗应小于100μA。具有17 个外部通道的 12 位 4Msps 同步采样模数转换器 (ADC)，一个12 位数模转换器 (DAC)，3个高速比较器 (COMP)，2个零漂移、零交叉斩波运算放大器 (OPA) ，1个通用放大器 (GPAMP)，一个控制器局域网 (CAN) 接口支持 CAN 2.0 A 或 B 以及 CAN-FD, 四个 UART 接口，两个 SPI，一个 SPI 支持高达 32Mbit/s，两个 I2C 接口，60个GPIO，精度高达 ±1.2% 的内部 4MHz 至 32MHz 振荡器 (SYSOSC)，一个高达 80MHz 的锁相环 (PLL)。

DRV8316-Q1的特点及优势：

1. 电流检测放大器

电流检测反馈在电机系统中非常重要，用于实现闭环转矩控制或检测电流限制。TI 的 BLDC 电机驱动器DRV8316-Q1可以提供3 个电流检测放大器 (CSA) 来检测电机相电流，并作为微控制器模数转换器的模拟电压反馈。DRV8316-Q1集成式低侧电流检测架构无需外部分流电阻器；其通过电流镜像技术检测低侧 MOSFET 的电机电流，并将其转换为模拟电压。这种形式的电流检测主要用于集成式MOSFET BLDC 电机驱动器。

2. 接口

在驱动 BLDC 电机旋转之前，必须对许多驱动器设置进行适当配置和调优，以便电机系统能够稳健高效地工作。例如，其中一些设置可能包括过流保护阈值、栅极驱动电流设置或 PWM 输入模式。TI BLDC 电机驱动器提供多种接口来简化配置设置、诊断电机故障，甚至是控制电机本身。DRV8316-Q1支持串行外设接口 (SPI)、硬件 (H/W) 接口进行通信。

3. 功率集成

为了提供外部电源轨来为系统中的其他器件或电路供电（例如 MCU 和 CSA 基准电压），许多 TI BLDC 电机驱动器都提供了集成式降压稳压器和线性压降稳压器 (LDO)。DRV8316-Q1内置 3.3V (5%)、30mA LDO 稳压器、内置 3.3V/5V、200mA 降压稳压器。

4. 100% 占空比支持

外部功率级中的高侧 N 型 MOSFET 需要比电机电压高大约 10V的电压，才能完全增强MOSFET。在某些应用中，此 FET 需要在整个 PWM 周期内（100% 占空比支持）导通，这在提供稳压栅极电压和栅极电流的设计中带来了挑战。TI 提供了两种集成选项来支持高侧 MOSFET 增强所需的 100% 占空比：自举或电荷泵架构。

自举架构使用外部自举电容器来通过外部提供或内部生成的栅极驱动电压 (GVDD) 提供高侧 MOSFET 增强。为了刷新自举电容器，必须断开高侧 FET，并且必须在最短时间内导通低侧 FET。为了支持 100% 占空比，器件中集成了涓流电荷泵，以便增强高侧MOSFET。自举架构成本低、集成度小，且效率高。

电荷泵架构集成了倍增或三倍电荷泵控制器，用于调节来自电机驱动器电源电压的高侧栅极驱动电压。这样就无需使用外部自举电容器，并且只需两个电容器即可实现电荷泵运行。倍增或三倍电荷泵可满足更低的最低电源电压要求，从而生成高侧 MOSFET 栅极驱动电压。

图 7. BLDC 电机驱动器中的自举和涓流电荷泵架构（左）和电荷泵架构（右）

5. 既可支持无传感器磁场定向控制(FOC)也可支持含传感器FOC

可能存在客户担心无位置传感器方案位置不准确，客户也可有选择的采用含位置传感器的FOC方案。既可支持无传感器磁场定向控制(FOC)也可支持含传感器FOC 为客户提供了多种可能，供其选择。对于位置传感器，TI主推两款：DRV5055、TMAG5173-Q1。DRV5055-Q1是一款线性霍尔效应传感器，可按比例响应磁通密度。该器件可用于在各种应用中进行精确的位置感测。该器件由 3.3V 或 5V 电源供电。

MSPM0 为什么适用于 BLDC的 FOC方案？

TI的可扩展 M0+ MSPM0Gxx 高性能 MCU 具有先进的片上电机控制外设，可以为各种电机控制应用提供设计。该产品系列涵盖 32KB 至 128KB 的闪存，并具有可扩展的模拟集成、电机控制外设和 CAN。在 BLDC的FOC 应用中，MSPM0 监控电机状态并运行 FOC 算法。根据系统架构和电机电压，FOC应用中使用了两种主要的模拟集成拓扑，特别是在需要使用观测器估算电机实时位置的无传感器 FOC 应用中。MSPM0G 还提供了一个集成硬件加速器用于执行计算，以在 30kHz PWM 频率或更高频率下实现高效的 FOC 性能。

图8. MSPM0G系列

80MHz M0+ CPU – 缩短 FOC 算法和检测信号的处理时间
集成数学加速器

– 用于定点和 IQ 格式数字的 32 位硬件除法器（8 个周期）

– 在 21 个周期内完成平方根运算

– 在 29 个周期内完成 24 位三角函数计算（sin、cos、atan）

两个独立的 4MSPS 12 位 ADC 模块（多达 16 个通道）

– 多达 11 个 ENOB 并具 SNR

– 在 250ns 内进行高达 4MSPS 的 ADC 升压电机相电流检测

两个“零漂移”斩波运算放大器 - 精确放大两相电流并计算第三相电流
三个高速比较器 – 以零等待时间实现电机的硬件低侧电流限制
先进的电机控制计时器 – 灵活的 6 PWM 控制和交叉触发器

– 中心对齐的 PWM 生成

– 非对称 PWM 允许以受控的相移生成两个中心对齐的 PWM 信号。

– 具有死区插入的互补 PWM

– 交叉触发器生成 ADC 时序以捕获两相电流

具有毛刺干扰滤波器的稳健 IO 设计 – 提供在存在电机噪声的情况下仍可靠运行的系统。
全面的通信接口 – 包括 UART、I²C、SMBus、SPI 和 CAN-FD，可满足电机控制系统的所有通信要求。
FOC 算法库 – 缩短电机控制设计的上市时间。（多种设计资源）
可扩展 MCU 产品系列 - 涵盖各种闪存选项的引脚对引脚兼容器件。
低成本、小尺寸封装 - 适用于空间受限的设计的选项。
宽工作温度范围（-40°C 至 +125°C）
符合汽车级 Q100 标准的功能安全选项（高达 ASIL-B），可确保系统稳定性和可靠性。

方案二：单芯片无代码无传感器 FOC方案—MCF8316C-Q1

随着电子电路的高度集成化，完全集成式解决方案可进一步降低成本，减少布板空间。例如TI的MCF8316C-Q1完全集成式单芯片无代码无传感器 FOC方案，使成本进一步降低。该集成芯片采用预编程、只需微调的无刷直流电机控制算法、可在系统设计阶段通过MCU的简单I2C接口配置集成的电可擦除可编程只读存储器来实现。它们还提供硬件配置、支持系统设计人员在没有 MCU 的情况下调整电机。MCF8316C-Q1集成了六个MOSFET、实现了采用7mmx5mm封装的完整实时电机控制解决方案。MCF8316C-Q1 为客户提供了一个单芯片无代码无传感器 FOC 方案，可用于驱动12V 至 24V 无刷直流电机 (BLDC)，峰值电流高达 8A，功率高达40W。4.5V 至 35V 工作电压（绝对大值 40V）。

图9. 方案二 MSPM0G3507+DRV8316-Q1

若需要CAN接口进行通讯，则也可接一个MCU，但无需自己调试FOC算法，MCF8316C-Q1集成了FOC算法，并具有多种调优功能。

图10.利用MCU做桥接进行通讯

单芯片无代码无传感器 FOC方案—MCF8316C-Q1的特点及优势：

使用无需编程无传感器电机控制来缩短设计时间

MCF8316C-Q1无刷直流电机驱动器包括一系列独特的换向控制算法，无需开发、维护和验证电机控制软件算法，从而大大减少设计时间。这些算法和高集成特性可以使电机系统能更好地管理电机故障检测等关键功能并实施保护机制，从而提高系统可靠性。MCF8316C-Q1集成了无传感器技术来确定转子位置，因此无需外部霍尔传感器，从而降低了系统成本并提高了可靠性(位置传感器受环境影响可能会失效或者测量不准确)。

此外，MCF8316C-Q1 无传感器磁场定向控制电机驱动器可智能地提取电机参数，使设计人员能够快速调优电机，使不同的电机实现一致的系统性能，而不受电机制造差异的影响。此外，若对噪声要求不高的场合，通过 MCT8316Z-Q1 无传感器梯形控制电机驱动器，设计人员仅需五个硬件引脚即可对电机进行调优。由于无需微控制器接口，因此可简化系统。

更低的噪音

在电机驱动器应用中，噪音是指电机换向和谐波频率造成的可闻噪声。电机相电流中的任何失真都会造成可闻噪声。电机中的定子励磁会在可闻频率范围内产生机械谐振，进而导致出现可闻噪声。当电机以较低速度运行时，能够清楚地听到电机换向造成的噪音。对于车内旋转屏和可翻转吸顶屏应用，降低噪音能在很大程度上提升乘车体验感，因此降低噪声是对电机驱动应用不可或缺。对于MCF8316C-Q1，系统设计人员可以通过连续PWM调制、死区时间补偿和可变换向模式等控制技术最大限度地降低可听噪音。

（1）连续PWM调制技术：

在连续空间矢量调制方案中，相电流波形整形将为正弦形状且没有失真。在非连续空间矢量调制方案中，低电感电机预计会存在相电流失真，因为只有两个相位会进行脉宽调制。图11展示了非连续 PWM 调制模式下的相电流波形与相电流快速傅里叶变换 (FFT)。图12展示了连续 PWM 调制模式下的相电流波形与相电流 FFT。与非连续调制模式中的相电流波形相比，连续调制模式中的相电流波形会更加干净，也更像正弦形状。

图11. 相电流波形与 FFT - 非连续 PWM 调制

图12.相电流波形与 FFT - 连续 PWM 调制

（2）死区时间补偿：

在半桥桥臂上，高侧和低侧 MOSFET 的开关瞬间之间会存在死区时间，以避免发生电流击穿。由于存在死区时间插入，相节点上的预期电压与施加的电压会因相电流方向而异。相节点电压失真会在相电流中引入不必要的失真，进而导致可闻噪声。MCF8316C-Q1使用一项获得专利的精密自动死区时间补偿技术，利用谐振控制器将相电流中的谐波分量控制为零，从而确保缓解死区时间导致的电流失真。I_q 和 I_d控制路径中都包含谐波控制器。图13展示了禁用死区时间补偿时的相电流波形与相电流FFT。图 14展示了启用死区时间补偿时的相电流波形与相电流 FFT。在以下图片中，PWM 输出频率设为 60 kHz，死区时间设为500ns。电机频率为12Hz。如图中电流波形的 FFT 所示（信号以粉色显示），在启用死区补偿后，相电流波形变得更加干净。

图13. 相电流波形与 FFT - 禁用死区时间补偿

图14. 相电流波形与 FFT - 启用死区时间补偿

图15. 禁用死区时间补偿和启用死区时间补偿的对比

为了更好的对噪声情况进行衡量，使用手持式声级计测量了声学性能（以dBA为单位）。借助死区补偿和连续 PWM 调制方案，在电机电气频率为 33Hz，可闻噪声减少了 3.3 dBA。（MCF8316C-Q1基本性能与MCF8316A相同，MCF8316C-Q1在MCF8316A的基础上进行了更合理的优化设计）。

图16. 采用 MCF8316A 时的可闻噪声比较（距离电机2cm处的测量数据）

需要强调的是噪音的大小与距离电机的距离紧密相关。点声源声传播距离增加一倍，衰减值是6 dB，我们的测试条件是在距离电机2cm处进行的测量，当距离电机50cm处测量时，电机的可听噪音将低于30dB，甚至更低。

(3) 可变换向方案（针对MCT8316Z-Q1无传感器梯形控制）：

在可变换向方案中，MCT8316A 器件会根据电机频率，在 120° 和 150° 梯形换向之间动态切换。在较低速度下，该器件会以 150° 模式工作，而在较高速度下，则会切换至 120° 模式。在 120° 换向模式下，当电机相位因为储存的电感电流而进入高阻态状态时，相电流中会出现转矩纹波，进而导致声学噪声。为了减少转矩纹波的影响并改善声学噪声性能，MCT8316A 器件会在可变换向模式下延长 120° 驱动时间并在进入高阻态前逐渐减少占空比，从而减小相电流。在此模式下，相位会在 30° 和 60° 之间处于高阻态，并且该窗口大小会根据速度进行动态调整，当窗口尺寸较小时，可以获得理想的声学性能。图 17展示了 150° 换向模式下的相电流与电流波形 FFT。在 150° 换向模式中，相电流形状更像正弦波形。

图17. 相电流波形与 FFT - 120° 梯形换向

图18. 相电流波形与 FFT - 150° 梯形换向

3. 利用实时控制加快系统响应和多种启动及运行功能

MCF8316C-Q1 是业内先进的产品，可提供快速且受控的方式来主动降低电机速度，使工程师能够以比传统电机控制技术快 50% 的速度关停电机。此外，该芯片可在关停电机时将能量有选择地泵回电源轨，从而保护系统免受损坏。此外，MCT8316Z-Q1 无传感器梯形控制电机驱动器可以达到最大3.5kHz的电机频率，比任何其他无需编程的无传感器电机驱动器都快。这在需要快速和精确电机控制的应用中加快了系统响应。

可靠的电机启动：MCF8316C-Q1和MCT8316Z-Q1通过对齐或初始位置检测 (IPD)，可以准确检测电机的转子位置，确保可靠的电机启动。初始速度检测 (ISD)，支持在 10ms 以内重新同步。

功率限制：MCF8316C-Q1和MCT8316Z-Q1具有功率限制功能，可防止电池出现电涌。负载突然变化会导致电机消耗更多电能并产生尖峰。功率限制功能会设置功率阈值以避免发生尖峰。这延长了电池的使用寿命，从而使消费者不必更换器件。

主动制动和电机锁定功能：检测或预测转子锁定的能力有助于更大限度地减少功率损耗、器件故障或损坏。TI 的MCF8316C-Q1可在电机运行期间持续检查不同的电机锁定条件、并在检测到锁定事件时立即采取行动。例如在吸顶屏应用中，若吸顶屏被异物卡住时，系统负载激增、这种情况会被系统判定为电机锁定状态、然后电机能够向相反方向旋转以松开物体并继续正常运行。

4. 减少70%的布板空间

MCF8316C-Q1和 MCT8316Z-Q1可帮助设计师缩小70%的布板空间，并降低电机系统的总成本。该芯片集成了三个栅极驱动器和六个高侧和低侧 MOSFET，每个均具有 50mΩ 的导通电阻(高侧加低侧的R_DS(ON)(H_S + L_S) 为95mΩ)。这两个电机驱动器还集成了例如低压降（LDO）稳压器、直流/直流降压稳压器和电流检测放大器等元件，省去了18个分立式元件，进一步降低了系统成本。

3. 有刷直流电机

有刷电机结构简单，发展时间长，技术比较成熟，控制电路简单。直流有刷电机控制精度高，直流有刷电机通常与齿轮箱和编码器配合使用，使电机的输出功率更大，控制精度更高。但有刷直流电机运行噪音较大，且由于电刷的存在寿命较短。这就需要根据需要进行权衡了。

对于旋转屏和吸顶屏，有刷直流电机也是适用的。TI推荐使用完全集成式高功率密度电机驱动器DRV8243-Q1减小系统尺寸。MSPM0 MCU 凭借其丰富的产品系列和模拟功能以及针对有刷直流电机控制优化的软件资源，可以充分发挥 H 桥结构的作用。想查看更多关于MSPMO MCU控制无刷电机的相关文档，请点击下面链接。使用 MSPM0 MCU 为步进电机和有刷直流 (BDC) 电机实现优化的 H 桥驱动器控制 (Rev. A) (ti.com.cn)

DRV8243-Q1的特点及优势：

减少系统尺寸和布板空间

在设计成本优化型汽车系统时、需要重点考虑减小系统尺寸和减小布板空间。减小封装尺寸并将功能集成到有刷直流驱动器中、可减少外部元件数量、从而节省布板空间并降低成本。RV8243-Q1系列推出了汽车类 HotRod^TMQFN封装、尺寸下限为3mm x 4.5mm、是用于有刷直流驱动的同类产品中的超小封装之一。

集成电流检测：采用内部电流镜架构和电流反馈引脚、无需外部电流检测电阻器、从而节省布板空间并降低成本。

集成式场效应晶体管(FET)解决方案- DRV8243-Q1系列可输出高达12A的驱动电流。借助支持中高电流的集成式解决方案、无需使用栅极驱动器和外部FET、可节省布板空间和成本。

先进的故障保护和诊断功能

DRV8243-Q1芯片系列是首批在电机驱动器处于开启和关闭状态时都能提供开路负载检测和短路保护的芯片。即使H桥处于关闭状态、该功能也有助于避免电机驱动器损坏或出现异常的故障。

SPI 界面给出保护设定和详细故障诊断，旨在确定故障的类型及其位置，通过所提供得电机驱动器故障问题根源，可节省设计人员排除修改故障的时间。

采用可扩展驱动器优化设计时间

DRV8243-Q1系列的 H 桥和半桥驱动器支持设计重复使用、可在汽车系统中扩展不同负载。该器件系列具有相似的固件、功能和封装引脚排列、支持在各种负载和电流范围内重复使用、有助于缩短设计时间。除了具有相似固件外、DRV8243-Q1和 DRV8244-Q1引线式封装还具有引脚对引脚兼容性、因此在按比例调高或调低功率级别时更容易插入和更换这些器件。

MSPM0 为什么适用于步进电机和有刷直流电机控制？

TI 的可扩展 M0+ MSPM0Lx 主流 MCU 具有片上电机控制外设，可为各种电机控制应用提供设计。MSPM0Lxxx 器件具有高达 32MHz 的 CPU 速度和 8KB 至 64KB 的闪存产品系列以及可扩展的模拟集成和电机控制外设，可用于步进电机和有刷直流电机设计。

图19. MSPM0L系列

32MHz M0+ CPU – 减少控制和检测信号的处理时间
1MSPS 12 位 ADC 模块（多达 10 个通道）– 检测 H 桥电流
两个零温漂斩波运算放大器 – 精确放大双路 H 桥电流
高速比较器 – 为电机实现快速电流保护
四个通用计时器 – 灵活的 PWM 控制和交叉触发器

– 同步和交叉触发器，用于生成多相电机控制 PWM

– 多达 8 个 PWM（可以驱动 4 个 BDC 电机或 2 个步进电机）

具有毛刺干扰滤波器的稳健 IO 设计 – 提供在电机噪声下可靠运行的系统
全面的通信接口 – 包括 UART、I2C、SMBus、SPI，可满足电机控制系统的所有通信要求。
具有引脚对引脚兼容器件的可扩展 MCU 产品系列涵盖了各种闪存选项。
小尺寸封装适用于空间受限的设计。

MSPM0 在有刷直流电机控制中有什么作用？

在有刷直流应用中，MSPM0 可以监控电机状态，运行算法并生成 PWM 来驱动电机（通过前置驱动器器件）。借助可扩展的模拟集成，MCU 可以快速计算出总线电压、电机电流和转速的准确值，然后为控制算法提供输入。MSPM0L13xx 可以生成 8 个 PWM，因此可以同时驱动 4 个 BDC 电机。

图20. 用于有刷直流电机控制的 MSPM0L13xx 电机控制方框图

4. 步进电机

步进电机是一种将脉冲信号转化为机械角位移或者线位移的控制电机, 它能够在不涉及复杂反馈环路的情况下实现良好的定位精度，并由于具有价格低廉、易于控制、无积累误差等优点,在需要高精度控制的场合中中获得了广泛的应用，具有较高的实用价值。

步进电机是一种将数字脉冲信号转化为机械角位移或者线位移的数模转换控制电机。当步进电机驱动器接受到一个脉冲之后就驱动步进电机转动一个固定的角度即步距角。所以通过控制脉冲个数来控制步进电机转动的角位移，达到精确定位的目的。步进电机动态响应快，易于启动、停止和反转，无累积误差，并在停止时能自锁，这些使其非常适合用于旋转屏应用。但步进电机在低速转动时振动和噪声都比较大。

对于旋转屏和吸顶屏，有刷直流电机也是适用的。TI推荐使用完全集成的步进电机驱动器DRV8889-Q1，可节省布板空间和系统成本。MSPM0 MCU 凭借其丰富的产品系列和模拟功能以及针对步进电机控制优化的软件资源，可以充分发挥 H 桥结构的作用。想查看更多关于MSPMO MCU控制步进电机的相关文档，请点击下面链接。使用 MSPM0 MCU 为步进电机和有刷直流 (BDC) 电机实现优化的 H 桥驱动器控制 (Rev. A) (ti.com.cn)

DRV8889-Q1是完全集成的步进电机驱动器，可支持高达1.5A的满量程电流，先进的失速检测算法和集成电流检测功能。该器件支持多达1/256级微步进，以实现平滑的运动轨迹。集成电流感应功能消除了对两个外部电阻的需求，从而节省布板空间和成本。

DRV8889-Q1 集成了电机电流感应和高级电路，可帮助在微步进期间检测失速。利用先进的失速检测算法，设计人员可以检测到电机是否停止运行，并根据需要采取措施，从而提高效率并减少噪声。

由于电机线圈由脉宽调制 (PWM) 信号驱动，因此 EMI 确实会成为一个问题。DRV8889-Q1 还包含可编程压摆率控制和扩频技术，以帮助降低 EMI。

MSPM0 在步进电机控制中有什么作用？

在步进应用中，MSPM0 可以：

监控电机状态（可选）
运行 BDC 或步进电机控制算法
与栅极驱动器通信，以设置驱动器或微步进设置（可选）
生成 PWM 以驱动电机（通过预驱动器器件）。

借助可扩展的模拟集成，MCU 可以快速计算总线电压、电机电流和转速的准确值，然后为控制算法提供输入。MSPM0L13xx 可以生成多达 8 个 PWM 信号，因此可以同时驱动两个步进电机。

使用带 PWM 接口的步进驱动器的 MSPM0 步进控制

基本步进驱动器通常使用 PWM 接口进行步进控制，其中特定的 PWM 模式可以在控制步进电机位置的同时提供扭矩控制。为此，MSPM0 提供 4 个 PWM 输入信号，使用全步进或半步进换向模式来控制通过步进电机相位的相应电流。

此外，许多步进驱动器包括来自模拟输入信号的电流调节，这可以使用来自集成比较器的 MSPM0 的 8 位 DAC 输出来提供，以使电流曲线变得平滑。该拓扑适用于玩具、智能锁、机器人和安全摄像头等高扭矩或低精度步进应用。

图20. 使用带 PWM 接口的步进驱动器的 MSPM0L1xxx 步进电机控制

5. 用于HUD应用的电机驱动器

对于IVI系统，利用微型步进电机或有刷直流电机驱动 HUD屏并实现翻转，可智能控制显示屏翻转的角度，满足不同身高的用户观看HUD显示屏的显示需求。

TI推荐用于HUD的明星产品为步进电机驱动器DRV8889-Q1和有刷电机驱动器DRV8876-Q1.

DRV8889-Q1是完全集成的步进电机驱动器，可支持高达1.5A的满量程电流，先进的失速检测算法和集成电流检测功能。该器件支持多达1/256级微步进，以实现平滑的运动轨迹。集成电流感应功能消除了对两个外部电阻的需求，从而节省了布板空间和成本。利用先进的失速检测算法，设计人员可以检测到电机是否停止运行，并根据需要采取措施，从而提高效率并减少噪声。通常W-HUD和AR-HUD采用步进电机驱动器DRV8889-Q1。通常C-HUD既有使用步进电机驱动DRV8889-Q1，也有使用直流有刷电机驱动DRV8876-Q1。

图21.AR-HUD

图22. C-HUD

TI电机控制器芯片涵盖整个汽车电机控制领域。一些终端应用的明星产品目录如下：

表4. 汽车领域明星产品目录:

细分市场	终端应用	明星产品
车身电子装置与照明	车门模块	DRV871x-Q1, DRV8706/5-Q1、DRV8873-Q1, DRV8243-Q1, DRV8244-Q1, DRV8245-Q1, DRV8874-Q1
	方向盘调节模块	DRV871x-Q1, DRV8706/5-Q1
	电动座椅	DRV871X-Q1, DRV8874/3-Q1
	后备箱模块	DRV87XX-Q1
	侧后视镜模块	DRV89xx-Q1, DRV8874/6-Q1
	车窗模块	DRV8706/5-Q1
	汽车 HVAC 控制模块	DRV89XX-Q1
	天窗电机模块	DRV8706/5-Q1
	前照灯	DRV8889-Q1
信息娱乐系统与仪表组	旋转屏和翻转吸顶屏	DRV8316-Q1, MCF8316C-Q1, MCT8316Z-Q1, DRV8243-Q1, DRV8889-Q1
信息娱乐系统与仪表组	HUD	DRV8889-Q1, DRV8876-Q1
混动、电动和动力传动系统	汽油和柴油引擎平台	DRV8873-Q1, DRV8243-Q1, DRV8244-Q1, DRV8245-Q1, DRV8874-Q1
	换挡系统	DRV8873-Q1, DRV8243-Q1, DRV8244-Q1, DRV8245-Q1, DRV8876-Q1
	车载充电器(OBC)和无线充电器	DRV8876-Q1 ，DRV8874-Q1
	摩托车	DRV8899-Q1 DRV8876-Q1

一文带你了解汽车区域架构的优势！

Kevin Chen1 — Mon, 09 Oct 2023 06:39:00 GMT

如果我们将一辆乘用车想象为多个电子控制单元 (ECU) 的集合，这些 ECU 会分布在汽车的各个位置并使用不同的网络相互通信。在为实现车联网 (V2X)、自动驾驶和汽车电气化添加更多先进的汽车电子产品时，ECU 数量和交换数据量都会增加。

域架构简介

在域架构中，ECU 可根据不同功能分为不同的域。而区域架构则是一种按照 ECU 在汽车内的位置分类的新方法，并由中央网关来管理通信。这种物理接近性可减少 ECU 之间的布线，从而节省空间并降低汽车重量，同时还能提高处理器速度。

为了更好地了解域架构，可以首先了解根据功能将 ECU 分成的五个域，如表 1 所示。

域	ECU 功能
动力总成域	管理汽车的驾驶功能，包括电机控制和电池管理、发动机控制、变速器和转向控制
高级驾驶辅助系统域	处理传感器信息并决定是否为驾驶员提供辅助，包括摄像头模块、雷达模块、超声波模块和传感器融合
信息娱乐系统域	管理车内娱乐并实现车辆和外部世界之间的信息交换，包括音响主机、数字驾驶舱和远程信息处理控制模块
车身电子装置和照明域	管理汽车内的舒适、便利和照明功能，包括车身控制模块、车门模块和前照灯控制模块
被动安全域	控制与安全相关的功能，例如安全气囊控制模块、制动控制模块和底盘控制模块

表 1：ECU 通常分为五个域

ECU 除了通过其自身域内部的特定和相关网络进行通信和交换数据，也会与域外的 ECU 通信。由于不同域会采用不同的网络，因此会将网关作为通信桥梁。

图 1 展示了一辆采用基于域架构的汽车。在此图中，有一个中央网关模块连接到汽车内的各个域。每个域可执行多种功能。域控制器（例如动力总成的车辆控制单元）就包括了网关功能。此域网关支持在相关域的 ECU 之间以及该域与车辆其余部分之间数据通信。

域控制器还包含 ECU，通常由多个 ECU 集成实现，能够更大程度降低系统成本。TI 的 Jacinto™ 7 处理器集成了 Arm® Cortex® A-72 内核来进行原始数据处理，集成了 Arm Cortex R-5F 进行实时控制，也集成了用于高速联网的千兆位时间敏感网络 (TSN) 和以太网交换机。

图 1：域架构

区域架构简介

如果把汽车比作房间，而把ECU比作聚集在该房间内讨论不同话题的人，那么域架构的作用就相当于对这些人随机分配位置，使得他们需要提高音量才能与房间另一端讨论相同话题的人交流。

图 2 展示了一辆根据 ECU 在汽车内的位置组织布局的区域架构车辆，并另外增加了一个车辆计算模块。该车辆计算模块是一个具有高处理能力的计算机，用于执行各种函数的所有计算。该图还展示了汽车不同区域的区域模块和相关边缘节点。

虽然说可以使用控制器局域网 (CAN) 等低带宽网络在不同的区域模块和中央网关/计算模块之间进行通信，不过，以太网等高速网络也是不错的选择，因为此类网络在汽车工作温度内具有高可靠性且可以平稳运行。对于中央计算和区域模块中的分布式计算，PCIe 是非常合适的网络选择。

图 2：区域架构中的配电模块

区域架构的电源优势

工程师还通过这种 ECU 重组来优化电源架构，特别是重新设计智能接线盒后，可为车辆内的不同负载和 ECU 配电。具体来说，工程师正在用半导体解决方案来替换继电器和保险丝。

在区域架构中，配电盒会经过特定布置使每个区域都有相应的配电单元为其模块供电。图 2 展示了区域架构中的配电理念，您可以看到其中每个区域都集成了配电功能和管理网络流量的区域模块。新型配电架构将实现线束电缆轻量化，从而提高内燃机车辆的燃油效率，并提高电池供电型电动车辆的行驶里程。

从域架构过渡到区域架构 - 交叉架构应运而生

将完整车辆架构从当前域架构过渡到新区域架构是一个浩大的工程。这不仅需要设计新的区域模块，还必须重新开发和配置大部分软件，以便支持新架构。此外，替代熔断型保险丝和重新设计完整车辆线束都需要进行全面验证。总而言之，车辆架构可能会迁移到交叉架构。

图 3 展示了融合现有域架构和新区域架构的交叉架构。此类架构将保留域和相应的边缘节点。区域架构的中央计算可能会细分为 ADAS、IVI 和 VCU 计算模块，其中域特定边缘节点直接与相应的中央计算模块通信。交叉架构中的区域模块很可能会注重配电，而不是区域中所有边缘节点的网关。也就是说，区域模块更像是传统的车身控制模块 (BCM)，不同的是汽车中将会有多个此类模块。

图 3：交叉架构

结语

随着 ECU 数量的不断增加，汽车架构已经发展成一种根据每个 ECU 所执行的相关功能对其进行分组的域架构。然而，这也提高了网络和配电的复杂性。汽车设计人员目前正在设计基于区域架构的车辆，以其优化数据和配电，这种汽车将会是采用交叉架构的第一代汽车。新区域架构最终会实现线束电缆轻量化，从而提高内燃机车辆的燃油效率，并提高电池供电型电动车辆的行驶里程。

77GHz 雷达传感器在汽车和工业中的应用

Kevin Chen1 — Wed, 27 Sep 2023 04:48:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: AWRL1432, IWRL1432

在过去十年中，雷达传感器已逐渐发展成一种成熟的传感方式，适用于汽车和工业应用。由于雷达技术有助于实现需要具备远距离、环境弹性和更高传感分辨率的设计，因而非常适合应用在高级驾驶辅助系统 (ADAS) 中，例如碰撞检测和液位检测。

随着推出基于互补金属氧化物半导体 (CMOS) 的片上系统 (SoC) 雷达传感器，适用于泊车辅助、脚踢开启 (KTO) 感应、门障碍物检测、机器人和电动自行车等应用的雷达技术变得更易于开发和部署。

为了满足成本和功率受限型汽车和工业应用的需求，当前的 77GHz 雷达 SoC 传感器需要采用全新设计架构。德州仪器 AWRL1432 和 IWRL1432 SoC 等器件具有电源管理功能，可快速切换不同的电源状态，并在需要时能够有效运行雷达前端、数字处理内核或存储器等内部元件。该器件还可将平均功耗从高于 1W 的典型值降低至低于 5mW（具体取决于线性调频脉冲配置），使硬件设计人员在热性能设计方面具有更大的灵活性，并通过去除散热器和简化印刷电路板设计来降低成本。

借助基于软件的雷达实现更加灵活的新型安装

汽车制造商对感应方式的选择通常取决于传感器在车辆中的用途。举例来说，当车辆停靠并锁车时，脚踢开启 (KTO) 传感器应处于待机检测模式。为了防止在停车时耗尽车辆电池，汽车制造商传统上会选择电容式或超声波等低功耗感应方式。不过遗憾的是，这些类型的传感器在错误检测、环境可靠性以及性能识别等方面面临着一定挑战。AWRL1432 等低功耗 77GHz 雷达的待机状态检测功耗低于 3mW，在任何环境条件下都能提高识别精度，并有助于简化安装，从而降低总体系统部署成本。

基于对低功耗或高性能的需求，可以将雷达传感器配置为动态切换至不同的运行模式。以 KTO 感应为例，器件可以在低于 3mW 待机状态检测模式下运行，然后在检测到人员后切换至高性能模式，以便进行脚踢姿势识别和错误检测，如图 1 所示。

图 1：一个 AWRL1432 雷达传感器即可在低功耗和高性能模式之间动态切换

在 ADAS 领域，传统的泊车辅助系统使用 8 至 12 个超声波传感器外加摄像头传感器，而现在正发展成为更强大、更具成本效益的自动化系统。虽然每个超声波传感器都可以具有成本效益，但主要缺点体现在传感器对汽车美观性造成影响（由于必须打孔）、在恶劣环境中的性能欠佳以及距离检测性能（最小和最大可测量距离）不佳。

现在，汽车设计人员可以利用具有泊车辅助功能的角雷达传感器，以及具有成本效益的 TI AWRL1432 集成雷达 SoC，来覆盖汽车周围的视野，而不是添加更多的超声波传感器，如图 2 所示。AWRL1432 超短距离雷达传感器可以检测到近至 3cm 和远至 15m 的静止物体，具体取决于天线配置。

图 2：使用雷达传感器实现 360 度泊车辅助覆盖

如图 3 所示，您可以在车辆保险杠中央使用相同的传感器来进行泊车辅助和 KTO，并使用角传感器来进行泊车辅助和盲点检测。为了实现这种多模式功能，雷达传感器不仅必须是软件可配置的，还必须具有按需从高性能扩展到低功耗的架构灵活性。

图 3：多模式雷达传感器在进行泊车辅助和 KTO

借助低功耗雷达传感器在恶劣的工业环境中游刃有余

超声波传感器广泛用于非汽车应用中的物体和人员接近感应，例如停车场护栏内的车辆出入控制或非公路车辆（如建筑叉车、农业机械和电动自行车）防撞，如图 4 所示。鉴于精度要求越来越高，77GHz 雷达传感器将逐渐取代超声波传感器。IWRL1432 的成本较低，有助于使停车障碍传感器更经济实惠，以更小巧的外形进行实施和部署。此类传感器具备较高的射频性能，也适用于电动自行车、踏板车和农业设备的物体检测和部署。这些设备需要检测 1m 至 60m 以上距离的物体和人员。

图 4：可应对感应挑战的 77GHz 雷达传感器在恶劣环境中的应用

如图 5 所示，液箱液位传感器通过发射经液体或固体表面（如化学品、油或液体）反射的无线电波，来测量工业环境中的液体和固体料位。即使在蒸汽、泡沫和其他具有挑战性的条件下也可进行测量。此类应用的主要需求是较低功耗、高检测精度和工人安全性。77GHz IWRL1432 传感器内置深度睡眠模式，可实现每次测量低于 10mJ 的功耗，符合安全完整性等级2标准，并提供毫米级测量精度。

图 5：安装在工业液箱顶部的 77GHz 雷达传感器，用于液位测量

结语

适用于汽车或工业应用的超声波和电容式感应传感器本身具有一定设计挑战。雷达感应领域中的低成本、低功耗器件不仅有助于应对这些设计挑战，还可为车辆周围或工业环境中的新兴应用敞开大门。