电源管理

TPS54339故障案例分析

2024-01-08T07:13:00Z

Other Parts Discussed in Post: TPS54339

作者：Sveinn Jia

摘要

TPS54339是TI于2013年推出的基于D-CAP控制模式、输入电压4.5V-23V, 3A 的同步整流的BUCK Converter, 广泛应用于低压系统中。本文主要介绍一则故障案例，通过本案例的分析，给出D-CAP控制方式下FCCM模式器件，当备用电源电压高于BUCK预设输出电压时，存在的风险，实验测试结果，以及规避该风险的方法。

背景介绍

客户使用FCCM模式的TPS54339DDAR器件，用于12V转5V，同时有备用电源的需求，备用电源经由开关电路S1连接到BUCK的输出母线上。当检测到TPS54339输入电压低于10V时，开关电路S1闭合，系统由备用电池供电。

图1：系统框架图

备注：

BUCK 设置的输出电压称为V_target

BUCK端实际的输出电压称为V_out;

备份电池电压称之为V_backup;

故障描述

由TPS54339手册得知，在下降沿，只有EN电压低于0.6V才会关闭，UVLO低于3.45V，芯片才会停止工作。在打开备用电源时，芯片的EN和UVLO都处于使能状态，所以芯片处于正常工作状态。且备用电池额定电压5.4V, 电池电压最高可以充到5.6V，经过开关电路S1之后，到达BUCK母线上的电压可能高达5.3V。这样就导致V_out > V_target且TPS54339处于使能状态。在D-CAP的FCCM模式下，这样会导致输入侧电压升高，从而导致芯片输入侧过压击穿短路。故障表现为TPS54339的1/2/3/6引脚对地短路。

图2：TPS54339 block diagram

根因分析

假设VIN能建立一个稳定的电压，那么整个BUCK变换器处于稳定工作，则必须满足伏秒平衡以及电感电流平衡。

由于V_out > V_target，BUCK的下管会持续开通，直到触发芯片的NOC(负向电流)保护。所以

由于稳定工作，所以结合上式可以得出以下等式：

由法拉第电磁感应定律可知，工作状态下，将会是很小的一个值，所以VIN端会存在高压的风险。

实验结果

以TPS54339EVM-056为测试板，仅将R1电阻由8.25KΩ修改为120KΩ。给输出端加一定电压，测试输入端电压。12V输入时，额定空载输出电压为5.25V。

输入输出端空载实验

将输出电压调整5.26V-5.32V，可以看到，输入端的电压高达33V，已经超过了TPS54339 VIN引脚最大耐压25V，可能会对器件造成永久性损坏。

表1：BUCK输入输出端空载测试结果

输入端电压（V）	Backup电压（V）
6.967	5.26
10.07	5.27
12.73	5.28
16.27	5.29
22.79	5.3
31.78	5.31
33.5	5.32

图3：V_backup电压为5.32V时，TPS54339不同引脚波形

输入端空载实验，输出0-3A带载实验

测试结果同输入输出端空载一致。实际做实验时，需要注意线损电压，因为0.01V的压降，都会对输入端的电压值影响很大。

输入端30mA带载实验，输出空载实验

考虑到在实际系统中，TPS54339的输入端可能同样会有负载。这里以TPS54339输入端有30mA负载为例。测试结果如下：

表2：BUCK输入端30mA负载，输出端空载测试结果

输入端电压（V）	输入端负载电流(mA)	Backup电压（V）
6.53	30	5.26
7.72	30	5.27
11.26	30	5.28
13.72	30	5.29
17.12	30	5.3
21.63	30	5.31
27.82	30	5.32
32.45	30	5.33

结论

D_CAP控制模式的FCCM器件，当用于需要备用电源的系统时，应注意备用电源的电压不能比BUCK预设的电压高，否则可能会出现输入侧出现高压的场景。

对于备用电源电压高于BUCK预设电压的系统，建议选择轻载调频模式的器件，比如TPS54339EDDAR或者控制EN脚，使输入掉电时，快速关断EN，从而让芯片停止工作。如果不是很关注系统效率也可以在BUCK输出后再串联一个二极管，这样防止电流倒灌。

参考文献

Texas Instruments, Analysis and Risk Assessment of Adaptive On-time Control Device in Bias Standby Operation, application note.

Texas Instruments, 4.5 V to 23 V Input, 3-A Synchronous Step-Down SWIFT™ Converter, data sheet.

Texas Instruments, TPS54339 Step-Down Converter Evaluation Module User's Guide, EVM user’s guide.

在白电应用中减小噪声对TPS54202的影响

2024-01-08T06:40:00Z

Other Parts Discussed in Post: TPS54202

作者：South China FAE Skylar Li

在白色家电领域，降压转换器的应用非常广泛，为了实现不同的功能就需要不同的电源轨。TPS54202 器件是一款在家电领域应用非常成熟的具有两个集成 N 沟道 MOSFET 的 28V, 2A的同步降压转换器，通常用于12V转5V或者3.3V的电路给MCU 或者运放等芯片供电。这颗芯片经过优化的内部补偿网络较大程度地减少了外部元件数量，并简化了控制环路设计。

在最终产品量产之前，通常会对电源芯片进行各类的测试，比如把热电偶粘在电源芯片的塑壳上来做温升测试，或者用天线靠近电源芯片检测无线电对芯片干扰。这些测试引入的噪声有时会影响芯片的正常输出，因此减小噪声对芯片以及整个系统的正常工作至关重要。接下来介绍两个具体的噪声对TPS54202应用的影响的案例及其应对方法。

案例一：用热电偶布在TPS54202的塑壳上做温升实验

在带有电机的家电应用上，曾有过异常现象是采用TPS54202 EVM板电路设计，热电偶布在TPS54202塑壳上，电机一转，后端MCU复位。通过抓取波形，在掉电的那一瞬间，EN脚的电压掉到阈值以下，如图一。

图一：TPS54202的 EN及Vout的波形图（C1：V_ENC2: Vout）

通过观察抓取的波形图，推测是热电偶布在54202的塑壳上给EN脚引入电机噪声。于是检查TPS54202的原理图和layout，R4和R5设置得比较大是因为可以提高整体效率。因为高电阻将减少电阻的功率损失，如果不使用热电偶进行测试（热电偶容易引入噪声），那么这些大电阻比较合适；关于EN脚的受干扰程度，是因为大电阻所产生的信号比较小，所以更容易被噪声淹没，这就代表信噪比不高。要提高信噪比，就要加强信号，或者减弱噪声。减小电阻就可以加强信号，并联电容就可以减少噪声。

图二：TPS54202 EVM的原理图

对此，如果需要在我们的EVM板上用热电偶测试温度，将R4/R5降低到51k/10.5k欧姆，同时添加一个1nF的X7R电容与R5并联。测试之后表现出后端MCU不会再复位。研发工程师把输出电压改成3.3V，测得的波形如下。可以看出，输出电压Vout稳定在3.3V，不会对后端MCU造成影响。

图三：TPS54202 的EN, SW 和Vout的波形图

案例二：用天线靠近TPS54202检测无线电对芯片干扰

在线控器这类产品上，通常会有WiFi模块，WIFI模块的天线的射频能量容易对芯片甚至系统造成干扰。因此研发工程师们在研发线控器产品的过程中，经常会用2.4Ghz的天线来检测电源芯片的抗干扰能力。在检测的过程中，TPS54202有出现在天线靠近的时候，输出电压升高，从而后端的MCU损坏的问题。

图四：TPS54202 SW，VFB和Vout的波形图

通过观察图四可以发现，TPS54202的FB引脚的电压由于持续性的巨大的射频能量而被拉到0，从而导致芯片内部不断发脉冲，让输出电压升高。分析FB引脚的特性和图二的EVM板的原理图和，FB引脚的内部结构是一个接收器，它很容易受到具有大量能量的耦合噪声的干扰，图二的C8也就是Cff（前馈电容）, Cff作为低阻抗路径，能将一对零极点引入回路，带宽将会增加，带宽增加容易引入更多的噪声（如图五）。

图五：FB引脚的特性

因此，考虑移除Cff将减少环路带宽，环路将会由于带宽变窄更少受到外部噪音的干扰。移除前馈电容测出的波形图如图六。

图六：移除前馈电容后的Vout波形图

可以看出，移除前馈电容之后，可以看出输出电压不会增加，同时也表现出不会损坏后端的MCU。

综上所述，TPS54202的FB引脚和EN引脚都容易引入外部的噪声，在实际应用和测试的过程，需要较为注意避免对这些引脚的干扰，同时采用上述方法来减小噪声的干扰。

低功耗 GaN 在常见交流/直流电源拓扑中的优势

2023-12-29T02:45:00Z

Other Parts Discussed in Post: LMG3624

消费者希望日常携带的各种电子设备能够配备便携、快速和高效的充电器。随着大多数电子产品转向 USB Type-C^® 充电器，越来越多的用户希望可以使用紧凑型电源适配器为所有设备充电。

在设计现代消费级 USB Type-C 移动充电器、PC 电源和电视电源时，面临的挑战是如何在缩小解决方案尺寸的同时保持甚至提高功率水平。德州仪器的低功耗氮化镓 (GaN) 器件有助于在各种最流行的拓扑中解决这一问题，同时提供散热、尺寸和集成方面的优势。在过去的几十年里，随着 GaN 等宽带隙技术的发展，交流/直流拓扑也出现了新的改进，旨在改善效率和功能。本文将深入探讨这些器件在此类应用的流行拓扑中的优势和兼容性，以及一些令人心动的新拓扑。

利用 ACF 和 AHB 拓扑更大限度提高效率和功率密度

一些新开发的半桥拓扑可以优化效率，同时提供可变输出电压能力。如图 1 所示的有源钳位反激式 (ACF) 拓扑和非对称半桥 (AHB) 拓扑有助于更大限度提高直流/直流级的效率和功率密度。ACF 和 AHB 拓扑不像准谐振 (QR) 反激式拓扑或零电压开关 (ZVS) 反激式拓扑那样使用有损缓冲器钳位，而是能够将泄漏能量回收到输出端，因此可以进一步提高效率。这两种拓扑还能够完全消除低侧场效应晶体管 (FET) 上的电压尖峰，从而在次级侧启用低压同步整流器 FET。此外，AHB 拓扑不需要第二个输出滤波器，因此整体解决方案成本更低、体积更小。

图 1：ACF 和 AHB 拓扑

LMG3624 集成式 GaN FET 具有集成的“无损”电流检测功能，可通过降低功率损耗来帮助进一步提高效率，如图 2 所示。例如，在 65W ACF 中，集成电流检测的损耗不到 10mW，而传统电流检测方案的损耗约为 170mW。任何需要电流模式控制的拓扑（包括 ACF、AHB 等）都将大大受益于这种大幅降低的损耗，并实现更高效的整体解决方案。

图 2：集成电流检测与传统电流检测的功率损耗对比

图腾柱 PFC 拓扑支持更高功率的设计

在大部分情况下，一旦功率水平达到 70W 以上，便需要功率因数校正 (PFC) 级。在 PFC 级中，如果希望利用 GaN 的功能，则需要考虑图腾柱 PFC 拓扑，如图 3 所示。去除桥式整流器后，由于反向恢复损耗为零，GaN FET 在这种拓扑结构中的价值得以增强。

金属氧化物半导体场效应晶体管 (MOSFET) 具有体二极管，可产生高反向恢复电荷，而碳化硅 (SiC) 在反向恢复电荷方面的改进很小，因此 MOSFET 几乎无法在这种拓扑中使用。另一方面，LMG3624 提供可调节的压摆率，有助于在系统中找到电磁干扰和效率的合理平衡点。

图 3：图腾柱 PFC 拓扑

QR、ZVS、LLC 和升压 PFC 拓扑中的低功耗 GaN

尽管新的拓扑已经开始受到关注，但将集成 GaN 与传统拓扑结合使用仍然具有明显优势。在 QR 反激式拓扑、ZVS 反激式拓扑和传统升压 PFC 拓扑中采用 GaN 变得越来越常见，因为只需用 GaN FET 替换单个开关 FET，即可看到效率和开关频率能力的提升（主要得益于 GaN 较低的输入电容可以降低关断损耗）。此外，LMG3624 GaN FET 具有低静态电流，其待机模式还可以进一步降低静态电流。QR、ZVS 和升压 PFC 拓扑也受益于 LMG3624 中集成的无损电流检测功能。

LLC 谐振转换器拓扑已经存在了几十年，在笔记本电脑适配器和电视电源等固定输出电压应用中很受欢迎，这些应用尚未普遍采用 USB Type-C 控制器来提供输出电压。与大多数半桥直流/直流拓扑相比，LLC 拓扑还将实现更高的变压器效率。

结语

随着对更小、更高效的交流/直流解决方案的需求不断增长，消费者更喜欢更便携的较小适配器。在工业环境中，随着图形处理单元的功率要求越来越高，PC 对于高效电源单元 (PSU) 的需求越来越迫切。更薄的 PSU 也为更纤薄的高端电视铺平了道路。LMG3624 提供可集成到本文所述的所有拓扑中的功能和优势，其多功能性有助于满足这些应用的要求。

其他资源

查看相关 TI 参考设计：
- 使用 LMG3622EVM-082 65W USB-C PD 高密度准谐振反激式转换器
- 140W PFC + AHB
要了解有关图腾柱 PFC 如何实现高效率的更多信息，请参阅“GaN 如何在基于图腾柱 PFC 的电源设计中实现高效率”。

在不影响系统性能的情况下延长电池寿命的 3 种低 IQ 技术

2023-12-19T08:23:00Z

作者：Keith Kunz

随着电池供电型应用的激增，人们对质优价廉的电池和电池包的需求持续猛涨。电池制造商们不断采用新的化学物质，推出更小的尺寸，新的、复杂的限制和要求也随之产生，但是对电池基本功能的要求未曾改变，即：在不影响系统性能的前提下，延长运行时间和货架期。

更大程度降低静态电流 (I_Q) 是降低功耗进而延长电池寿命的优先选择。器件的 I_Q 是电池处于待机模式或者轻负载运行时流出的电流或消耗的电量。I_Q 能大幅影响器件的能效。在电池供电型应用中，要想在无负载或轻负载运行时实现高能效，就需要实施电源管理解决方案，在维持超低供电电流的同时，严格控制输出。

如今的很多设计仅需要几纳安的 I_Q，这个功能惠及很多需要长时间待机运行的应用，大到电动汽车 (EV)，小到电动工具和各类耳机。由于这类系统超过 99% 的时间都处于待机模式，因此，待机或睡眠模式下的 I_Q 是电池寿命的限制因素。优化直流/直流转换器、低压降稳压器 (LDO)、电源开关、电压基准和监控器等电源管理构块以及电源管理器件，有助于降低能耗，延长电池寿命。

下面是我们的三大低 I_Q 技术，可在不影响系统性能的情况下，延长电池寿命和货架期。

支持设计低功耗、常开型电源

超低漏电工艺技术和新型控制拓扑，可延长电池运行时间。在系统进入待机模式时实现超低 I_Q 可以延长电池运行时间。在图 1 中，TPS37-Q1 监控器在执行 EV 电池监控时，I_Q 为典型值 1µA，同时支持最高 65V 的电源电压，而电源空间和响应时间均未受到影响。

图 1：借助 TPS37-Q1 直接执行 12V/48V 非电池电源电压监控

电池充电器集成电路 (IC)，例如芯片模式下 I_Q 为 10nA 的 BQ25155，可帮助确保电池在货架上放置几个月，甚至几年，电量也不会耗尽。低功耗稳压器，例如具有超低 I_Q (25nA) 的 TPS7A02，在运输模式下 I_Q 仅为 3nA，有助于大幅延长电池在正常和低压降运行模式下的寿命。

实现快速响应

快速唤醒比较器和零 I_Q 反馈控制可在不影响低功耗性能的情况下实现快速动态响应。智能偏置方案能够在检测到错误时，瞬时提升比较器的电压，无需消耗更多的 I_Q 即可提高响应速度。例如，在图 2 中，I_Q 典型值为 275nA 的 TPS62843 降压开关稳压器，其响应时间 × I_Q/I_LOAD 的值比前几代产品提升了三倍以上。此外，TPS37-Q1 的响应时间和检测时间也是业内超短（典型值 8µs），比竞品快两到十倍。

图 2：TPS62843 的负载瞬态数据是 1.2V _OUT、I_{OUT_MIN} = 0A、I_{OUT_MAX}= 300mA

缩小外形尺寸

电阻器和电容器的面积缩减技术，有助于集成到空间受限的应用中，同时不影响静态功率。在下一代纳瓦级器件中，大部分的外部上拉或下拉电阻器和外部电阻分压器网络都不再需要，而且外形尺寸更小，例如 TPS7A02 便采用 640µm x 64µm Chip-Scale Package。

节省电路板面积的另一个方法是将更多功能集成到单个裸片上。这种集成使各个模块（如监控器、基准系统、低压降稳压器、电池充电器和直流/直流转换器）能够共享通用的构建块，同时减小总 I_Q 大小。BQ25125 是采用 2.5mm x 2.5mm Wafer Chip-Scale Package 的电池充电器管理 IC，通过 I²C 集成并能灵活控制多个低 I_Q 功能。设计人员因此能用整个电源管理系统为多个低功耗应用供电。

结语

电池供电型应用现已随处可见，越来越多的人要求在不影响系统性能的同时降低 I_Q，这是一项艰巨的任务。但也不必气馁。借助德州仪器基于超低 I_Q 开发的产品组合，无需费心权衡性能和成本，即可在下一代电池供电型设计中实现超低功耗，更大限度地延长电池运行时间和货架期。

其他资源

阅读我们的白皮书“克服低功耗应用中的低 I_Q 挑战”。
观看我们的培训视频“如何利用低 I_Q 技术延长电池寿命”。
查看我们的全新参考设计“具有预升压、充电器和 1 节锂电池电量监测计的备用电池参考设计”。

解决角雷达系统的 3 大电源设计挑战

2023-12-12T04:30:00Z

Other Parts Discussed in Post: LP87745-Q1, AWR2944

在过去十年内，雷达传感技术开始逐步替代传统的汽车传感方式。雷达传感技术具有多项优势，例如可以进行远距离检测，具有更高的分辨率和精度。因此，雷达传感技术被广泛应用于驾驶安全功能、自动驾驶和高级驾驶辅助系统。

雷达技术能够直接测量对向物体的距离和径向速度，且在阴晴雨雪等各类天气状况下均不受干扰，这正好符合了新车碰撞测试 (NCAP) 的要求。随着汽车雷达市场的不断扩张，角雷达技术也得到了迅速发展。

角雷达安装在汽车前后四个角上，能够感应通过低带宽网络（例如控制器局域网灵活数据速率 (CAN-FD)）发送的输出物体数据，以便雷达直接处理。角雷达可辅助许多应用，包括自动变道和侧向来车辅助、盲点检测、防撞、行人检测和车距预警。

然而，设计一款可靠的角雷达应用颇具挑战性，特别是在电源设计，因为雷达传感器通常需要特定的噪声和纹波水平、供电能力和散热来避免影响射频 (RF) 性能。

目前，角雷达应用中存在着三大电源设计挑战：

电源的尺寸。尺寸越小的电源可以提供更高的功率密度和能效，这样在设计中能够增加更多的元件，并带来额外的灵活性。由于汽车前后四角的空间有限，智能角雷达应用需要更小的电源解决方案尺寸。此外，缩小电源尺寸在保证相同功率的同时，还能降低整体系统成本。
雷达传感器的低纹波和噪声规格。纹波直接影响了电源的输出电压精度和噪声水平，继而影响系统整体的射频性能。虽然可以使用第二级电感器-电容器 (LC) 滤波器或者低噪声低压差稳压器 (LDO) 来抑制噪声杂散和纹波，但是使用这些元件通常会导致电源尺寸过大、温度过高，以及整体成本增加。
电源的温度。随着雷达电源尺寸越来越小，单位面积内产生的热量会越来越高，而高温会影响电源的完整性和使用寿命。如果雷达芯片过热，其运行速度会减慢，严重时，甚至可能导致整个系统关机。对于智能角雷达来说，这个问题更为重要。高温会影响雷达检测对向物体的距离和径向速度的能力。

PMIC 如何帮助解决电源设计挑战

与分立式方案相比，采用电源管理集成电路 (PMIC) 可以通过缩小解决方案尺寸并简化电源架构来解决实现功率密度的挑战。集成了时序控制电路的 PMIC 可以帮助监控温度，并能满足车辆安全完整性等级的所有等级要求。

其中，一种方法是在雷达单片微波集成电路上使用 3 个低噪声降压转换器和 1 个 5V 升压转换器 PMIC。德州仪器 (TI) LP87745-Q1 器件是专为雷达传感器设计的小尺寸 PMIC。

LP87745-Q1 的直流/直流开关有助于降低整体成本、抑制噪声杂散、降低纹波幅度，并实现 17.6MHz 的开关频率 (f_sw)。这具有两大主要优势：

无需在每个电源轨上都放置第二级 LC 滤波器。由于高 f_sw大于雷达技术的中频，因此无需滤波器。
高 f_sw 产生的纹波幅度更低，噪声杂散更少，因此更容易控制噪声水平。

由于无需增设外部 LC 滤波器和 LDO，LP87745-Q1 的热耗散更低，因此不会影响雷达芯片组的 RF 性能。LP87745-Q1 的温度水平可以管理电源的热耗散水平，从而保持了雷达芯片的完整性。

如图 1 所示，LP87745-Q1 支持为基于 CAN-FD 开发的雷达芯片组（例如 AWR2944）提供 1 个 5V 的电源轨。

图 1：LP87745-Q1 为适用于角雷达应用的 AWR2944 雷达芯片供电

结语

为了提高雷达应用的性能以及维护司乘安全，解决电源设计挑战至关重要。TI LP87745-Q1 器件可支持 ASIL C 级功能安全系统，无需增设电压监测器，即可更轻松地满足系统级的功能安全要求。LP87745-Q1 的新功能可有助于解决角雷达的电源设计挑战，并能够用于前置雷达、舱内雷达和级联雷达的设计。

其他资源

阅读技术文章“ADAS工程师需了解的新NCAP雷达要求”。
下载 LP87745-Q1 数据表。

设计支持宽输入电压和电池电压范围的应用

2023-11-24T03:48:00Z

Other Parts Discussed in Post: BQ25756

对于工程师来说，当不同的工程有不同的电池充电需求时，设计使用可充电电池并为消费者提供出色充电体验的应用可能具有挑战性。如果对每个应用使用专用的电池充电器，会增加设计时间，因为您必须重新设计、调试和重新鉴定每个新电路。

试想一下，能否通过选择适用于各种工程的电池充电器来尽可能地减少开发时间？具有宽输入电压 (V_IN) 和输出电压 (V_OUT) 范围的单电池充电器集成电路 (IC) 使您能够在具有不同输入适配器和电池配置的各种应用中使用相同的充电器，从而帮助缩短开发时间。

除了帮助缩短设计时间外，使用宽 V_IN 和 V_OUT 充电器还可助您探索太阳能和双向充电等新技术，从而优化消费者的充电体验。本文将介绍宽 V_IN 和 V_OUT 降压/升压电池充电器的优势。

使用单个电池充电器 IC 为多种设计提供支持

电动自行车电池充电系统设计便是一个通过对不同车型使用相同电池充电器 IC 而受益的应用示例，其中涉及一种称为扩展功率范围 (EPR) 的全新 USB 电力输送 (PD) 标准，输出功率高达 240W，V_IN 高达 48V。鉴于更高的 EPR 功率和使用标准 USB Type-C® 适配器的便利性，设计人员正在寻求为电动自行车实现 USB PD EPR 充电，这需要将电池充电器 IC 集成到电动自行车电池包中。

但电动自行车公司具有不同的车型，且电池化学物质和充电电压也各不相同。与 36V 电池的电动自行车使用一种电池充电器充电而 48V 电池的电动自行车使用另一种电池充电器充电相比，两种车型使用相同的电池充电器会更便捷。支持 USB PD EPR 适配器的全电压范围也有助于尽可能减少不同车型之间所需的设计更改工作量。要实现通用性，该电池充电器必须具有宽 V_IN 和 V_OUT 范围，分别用于支持 USB PD EPR 输入和 36V 至 48V 的电池电压。

双向充电与 USB PD EPR 充电相关，是宽 V_IN 和 V_OUT 电池充电器支持的一项新功能。如图 1 所示，当电池充电器处于正向模式时，可以对电动自行车电池等电池进行充电，在反向模式下则从同一 USB Type-C 端口对电池进行放电。该应用还具有一个新功能，即除了常规操作之外，它还是一个移动电源，消费者可从中受益。要支持移动电源功能，电池充电器需要具备宽 V_IN 和 V_OUT 范围以及双向充电功能，以便在正向和反向模式下支持各种输入和输出电压组合。

图 1：通过 USB 为电动自行车充电（上）和通过电动自行车为个人设备充电（下）

不同日照强度下的太阳能充电

太阳能电池板为消费者提供了一种在附近无电网电源插座的情况下为产品充电的方式。由于太阳能电池板的输出用作电池充电器的输入，因此明确太阳能电池板的最大功率点 (MPP) 十分重要（如图 2 所示）。如果电池充电器的输入功率较低，则充电电流也较低，从而导致充电时间较长。具有最大功率点跟踪 (MPPT) 算法的电池充电器将在不同日照条件下自主确定太阳能电池板的 MPP。使用宽 V_IN 和 V_OUT 降压/升压电池充电器有助于支持太阳能电池板可能的输出电压值范围。

移动式发电站也将受益于具有 MPPT 算法的充电器。对于太阳能充电应用，使用具有自主 MPPT 算法的电池充电器设计充电系统有助于充分利用太阳能电池板来缩短充电时间。

图 2：太阳能充电方框图

宽 V_IN 和 V_OUT 电池充电器

BQ25756 降压/升压电池充电器在输入和输出端支持 70V 的工作电压和高达 20A 的充电电流，能够满足 240W 的最大 USB PD EPR 功率大小。除了具有宽 V_IN 和 V_OUT 范围外，BQ25756 还是一款双向电池充电器，支持从同一 USB Type-C 端口进行充电和放电。该器件采用先进的 MPPT 算法实现太阳能充电，甚至可以在各种日照条件下（包括部分背阴）确定多个串联或并联太阳能电池板的 MPPT。凭借宽 V_IN 和 V_OUT 范围、双向充电和 MPPT 功能，BQ25756 可用于诸多设计。

结语

在设计中采用具有宽 V_IN 和 V_OUT 范围的充电器可在多个应用中重复使用同一电路，有助于减少工程师的开发时间。假设您需要设计全新的电动工具产品系列，分别为电钻、热风枪和鼓风机选择不同的电池充电器会增加工作量，因为您需要了解三种充电器。与使用多个不同的充电器相比，对这些电动工具使用相同的充电器有助于缩短了解和开发时间。

此外，宽 V_IN 和 V_OUT 充电器支持工程师采用新技术，如 USB Type-C™ 电力输送和太阳能充电。借助 BQ25756 等具有 MPPT 算法的宽 V_IN 和 V_OUT 充电器，工程师可设计随时随地使用太阳能电池板充电、同时为消费者提供快速充电体验的产品。将 BQ25756 与德州仪器 USB-C PD 控制器组合使用，可免去一款适配器只适用于一种设备的麻烦。这一组合让消费者能够利用双向充电功能，并使用通用 USB-C 适配器为许多应用充电，包括电动工具、电动自行车和移动式发电站。宽 V_IN 和 V_OUT 充电器既可优化客户充电体验，又可缩短开发时间。

设计支持宽输入电压和电池电压范围的应用

2023-11-22T03:34:00Z

Other Parts Discussed in Post: BQ25756

使用单个电池充电器 IC 为多种设计提供支持

电动自行车电池充电系统设计便是一个通过对不同车型使用相同电池充电器 IC 而受益的应用示例，其中涉及一种称为扩展功率范围 (EPR) 的全新 USB 电力输送 (PD) 标准，输出功率高达 240W，V_IN 高达 48V。鉴于更高的 EPR 功率和使用标准 USB Type-C^® 适配器的便利性，设计人员正在寻求为电动自行车实现 USB PD EPR 充电，这需要将电池充电器 IC 集成到电动自行车电池包中。

图 1：通过 USB 为电动自行车充电（上）和通过电动自行车为个人设备充电（下）

不同日照强度下的太阳能充电

图 2：太阳能充电方框图

宽 V_IN 和 V_OUT 电池充电器

结语

此外，宽 V_IN 和 V_OUT 充电器支持工程师采用新技术，如 USB Type-C™ 电力输送和太阳能充电。借助 BQ25756 等具有 MPPT 算法的宽 V_IN 和 V_OUT 充电器，工程师可设计随时随地使用太阳能电池板充电、同时为消费者提供快速充电体验的产品。将 BQ25756 与 TI USB-C PD 控制器组合使用，可免去一款适配器只适用于一种设备的麻烦。这一组合让消费者能够利用双向充电功能，并使用通用 USB-C 适配器为许多应用充电，包括电动工具、电动自行车和移动式发电站。宽 V_IN 和 V_OUT 充电器既可优化客户充电体验，又可缩短开发时间。

在变频多相拓扑中使用Type 4 EPWM 全局加载功能的注意事项

2023-11-15T05:35:00Z

作者：Aki Li

变频多相交错拓扑在大功率应用场景有广泛的应用场景，而采用数字控制时需要重点考虑PWM发波控制的灵活性和可靠性。本文介绍了在多相变频拓扑中使用新一代C2000的Type 4 EPWM 全局加载和一次加载功能的注意事项，并针对边界情况提出一种简单的解决方案。

在应用文档Leverage New Type ePWM Features for Multiple Phase Control中介绍了针对多相交错拓扑的PWM 发波配置推荐方法，但由于相位寄存器TBPHS本身不支持影子模式，因此一般在实际变频拓扑应用中，不建议使用TBPHS来实现不同PWM模块之间的相位交错关系，而是利用不同PWM模块的CMPA/CMPB比较寄存器的大小关系来实现。例如，针对三相交错LLC，应用文档Implement Three-Phase Interleaved LLC on C2000 Type-4 PWM推荐的PWM发波配置如图1所示，其中三路LLC对应的EPWM 模块选择同一个时基，图示只给出EPWMxA的发波动作配置，而EPWMxB通过死区模块以EPWMxA作为输入源在插入死区后产生。考虑到LLC是开关频率变化的拓扑，为了确保不同PWM模块的周期寄存器和比较寄存器的值在同一时刻点从影子寄存器生效到实际的PWM寄存器，需配合Type-4 EPWM的全局加载和一次加载功能。

图 1 三相交错LLC PWM配置

针对LLC的应用，一般建议将不同EPWM模块的周期寄存器TBPRD、比较寄存器CMPA/CMPB、死区寄存器DBRED/DBFED都选择使能全局加载功能，这样可以确保多个寄存器在设定的全局加载事件到来时在单周期全部加载完毕。此外，一次加载功能是指在手动刷新完毕所有EPWM寄存器后，使能一次加载开关寄存器GLDCTL2[OSHTLD]，以确保在一次加载开关打开后，目标寄存器方可从影子寄存器生效，而且只刷新一次。由于每个PWM模块都有单独的GLDCTL2[OSHTLD]寄存器，建议采用EPWMXLINK[GLDCTL2LINK] 寄存器将其他的EPWM模块的关联到主相EPWM模块，从而只需要使能主相PWM模块的GLDCTL2[OSHTLD]寄存器，其他从相PWM模块的一次加载功能会同时打开。

在大部分工况，通过以上机制可以规避多个PWM寄存器不同步刷新的风险，但仍需要注意如下的情况，当控制中断频率和开关频率不同步，且中断频率高于开关频率时，则有可能出现小概率事件，如图2 所示。假设在一个开关周期内触发两次中断，由于在第一次中断中使能了一次加载开关，则在第二次中断进行手动刷新PWM寄存器时，一次加载开关保持使能状态，如果在此过程碰到了全局加载事件（如CNT=0），就可能出现寄存器加载不同步的风险。图2中，假如在CNT=0前第三相PWM的周期没有及时更新写入，则在新的开关周期生效后，第三相PWM的频率和前两相的频率出现不同步现象。同样的情况，假设前后频率变化范围很大，频率增大后，如果对应的比较寄存器没有同步更新，甚至可能会导致在新的开关周期内无法产生比较匹配事件出现常高风险。

图 2 边界情况

为了规避此边界情况，如下参考代码提供了一种解决思路，以三相交错LLC的EPWM寄存器更新为例，当环路计算得到新的开关周期值后，在手动更新PWM寄存器的步骤中，增加一个判断条件，即如果当前时刻十分接近周期结束点，则在手动更新寄存器前插入一个固定的延时（延时时间取决于手动更新寄存器所需的时间），以确保手动更新寄存器的过程不会跨越全局加载事件。如下示例代码中，考虑到尽可能缩短手动刷新寄存器的时间，已将相关的比较寄存器的计算过程和寄存器的更新过程分开单独处理。

static inline void LLC_HAL_updatePWM(float32_t periodSet_pu)
{
    static uint16_t tbprd_ticks = 0;
    static uint16_t cmpa_1_ticks =0, cmpa_2_ticks = 0, cmpb_2_ticks = 0, cmpa_3_ticks = 0, cmpb_3_ticks = 0;

    tbprd_ticks = LLC_PERIOD_MAX_TICKS * periodSet_pu;
    cmpa_1_ticks = tbprd_ticks>>1;            //phase 1 Compare A value

    cmpa_2_ticks = tbprd_ticks*0.333333333;   //phase 2 Compare A value
    cmpb_2_ticks = tbprd_ticks*0.833333333;   //phase 2 Compare B value

    cmpa_3_ticks = tbprd_ticks*0.666666667;   //phase 3 Compare A value
    cmpb_3_ticks = tbprd_ticks*0.166666667;   //phase 3 Compare B value
    
    // Update the relevant PWM values for the actuation: TBPRD, CMPA, CMPB,
    if(EPWM_getTimeBaseCounterValue(LLC_PRI1_PWM_BASE)< (EPWM_getTimeBasePeriod (LLC_PRI1_PWM_BASE) -20))
    {
     
        EPWM_setTimeBasePeriod(LLC_PRI1_PWM_BASE, tbprd_ticks);  // Already enable EPWMLINK for TBPRD
        EPWM_setCounterCompareValue(LLC_PRI1_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_A, cmpa_1_ticks);
        
        EPWM_setCounterCompareValue(LLC_PRI2_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_A, cmpa_2_ticks);
        EPWM_setCounterCompareValue(LLC_PRI2_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_B, cmpb_2_ticks);
        
        EPWM_setCounterCompareValue(LLC_PRI3_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_A, cmpa_3_ticks);
        EPWM_setCounterCompareValue(LLC_PRI3_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_B, cmpb_3_ticks);

        EPWM_setGlobalLoadOneShotLatch(LLC_PRI1_PWM_BASE);

    }
    else
    {
__asm(" RPT #20 || NOP") ;     //create 20 cycles delay      

EPWM_setTimeBasePeriod(LLC_PRI1_PWM_BASE, tbprd_ticks);
        EPWM_setCounterCompareValue(LLC_PRI1_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_A, cmpa_1_ticks);

        EPWM_setCounterCompareValue(LLC_PRI2_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_A, cmpa_2_ticks);
        EPWM_setCounterCompareValue(LLC_PRI2_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_B, cmpb_2_ticks);

        EPWM_setCounterCompareValue(LLC_PRI3_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_A, cmpa_3_ticks);
        EPWM_setCounterCompareValue(LLC_PRI3_PWM_BASE, EPWM_COUNTER_COMPARE_B, cmpb_3_ticks);

        EPWM_setGlobalLoadOneShotLatch(LLC_PRI1_PWM_BASE);

    }

}

值得一提的是，在F28P65x提供的Type 5 EPWM 中，有新的硬件机制也可以解决这个问题，具体可以参考对应的应用手册。

参考文献：

[1] Texas Instruments: Implement three-phase interleaved LLC on C2000 Type-4 PWM

[2] Texas Instruments: Leverage New Type ePWM Features for Multiple Phase Control

光耦仿真器释疑：为何要升级光耦合器技术

2023-10-31T13:10:00Z

Other Parts Discussed in Post: ISOM8710

光耦合器又称光电耦合器、光电隔离器和光隔离器，长期以来一直是设计人员寻求系统信号电气隔离的一种选择。自 20 世纪 70 年代以来，这些半导体器件在为工业和汽车终端设备提供安全隔离方面发挥着重要作用。然而，尽管这类器件已经取得了长足的进步，但在电气特性、高压可靠性和集成能力方面似乎存在一定的限制，这促使设计人员探索其他替代方案。

于是，各种替代方案便开始不断涌现，比如电容隔离和磁隔离等技术，这些技术提供了比光耦合器更出色的整体性能。自 21 世纪初以来，德州仪器一直在投资开发基于二氧化硅 (SiO₂) 的数字隔离技术，并推出了一些数字隔离器产品，这些产品具有与光耦合器相同的功能，并还带有一些独特的优势。

缩小差距：光耦仿真器简介

德州仪器的光耦仿真器融合了传统光耦合器的优势和 TI 基于 SiO₂ 的隔离技术的优势。光耦仿真器与业内最常见的光耦合器引脚对引脚兼容，有助于无缝集成到现有设计中，同时提供相同的信号行为。从设计工程师的角度来看，这些产品在外观和行为上都与光耦合器相似，但采用了 TI 的 SiO₂ 技术来实现隔离栅。隔离栅能有效地阻止高压信号并防止接地回路，确保系统的安全性和稳定性，使您能够充分利用 SiO₂ 隔离的优势，包括增强的电气特性、更出色的高压可靠性以及集成额外系统功能的潜力。通过开发这类半导体产品，我们的目标是为您提供两全其美的选择。

如图 1 所示，传统的光耦合器使用 LED 来跨隔离栅传输数字或模拟信息，而光晶体管则在另一侧检测信号。众所周知，光耦合器中使用的 LED 会在其使用寿命内随时间推移而出现老化或劣化效应。LED 的这一特性给系统设计人员带来了很大的麻烦。此外，光耦合器中使用的绝缘材料种类繁多，从空气、环氧树脂到模塑化合物等。表 1 清楚地展示了光耦合器与采用 SiO₂ 电介质的光耦仿真器在隔离强度上有何区别。

图 1：典型的光耦合器结构

表 1：各种绝缘材料的介电强度

光耦仿真器使用 TI 基于 SiO₂ 的隔离栅来实现信号隔离，可以避免这两个常见的光耦合器问题。图 2 展示了光耦仿真器的内部结构，其中发送和接收电路模拟了传统光耦合器的功能行为，同时 SiO₂ 提供了高压隔离。

图 2：TI 数字隔离器的结构

光耦仿真器的优势

通过整合先进的隔离技术，光耦仿真器能够克服与传统光耦合器相关的限制，实现出色的性能和可靠性。我们来讨论一下光耦仿真器的几个优势：

更低的功耗。传统的光耦合器需要预先进行超裕度设计，以帮助补偿 LED 不可避免的老化效应，因此需要在设计的整个寿命期间提供额外的正向电流 (I_F)。TI 的光耦仿真器具有超低的 I_F 和电源电流，能够帮助您节省高达 80% 的功率预算。
更高的共模瞬态抗扰度 (CMTI)。数字光耦合器的 CMTI 通常约为 15kV/µs，而 ISOM8710 的最小 CMTI 为 125kV/µs，因此可以在具有超高共模开关噪声或高振铃噪声的应用中使用。
稳定且精确的电流传输比 (CTR)。不必再为获得更精确的 CTR 范围而支付额外费用。ISOM8110 等 TI 光耦仿真器标配各种在温度范围内保持稳定的精确 CTR 范围。
高数据速率。典型的高速光耦合器支持 1Mbps 至 10Mbps 的数据速率，而 ISOM8710 支持 25Mbps 的数据速率。这种支持能够实现更高的吞吐量，使光耦仿真器能够在各种高速应用中使用。
带宽。ISOM8110 支持 680kHz 的高带宽，因此能够缩小必要磁性元件（电感器和变压器）的尺寸。高带宽有助于改善次级侧调节反激式转换器的瞬态响应。而由于瞬态响应得到改善，因此可以缩小输出电容器的尺寸，从而释放布板空间并降低整体系统成本，尤其是在高开关频率的氮化镓设计中。
宽温度范围。光耦合器支持的温度范围通常为 0°C 至 +85°C。虽然有些光耦合器支持更宽的温度范围，但这一特性会增加额外的成本。TI 的光耦仿真器标配支持 –55°C 至 +125°C 的宽工作温度范围，并且在 2024 年将提供更多符合汽车标准的器件。
可靠隔离。光耦仿真器具有更高的高压性能，因此非常适合需要可靠隔离的应用。TI 的光耦仿真器采用 SiO₂ 来实现绝缘栅，可提供 500V/µm 的隔离能力，这远远超过市场上许多光耦合器中使用的空气介质 (1V/µm)。

结语

光耦仿真器代表着信号隔离技术的重大进步，它将熟悉的光耦合器功能与 SiO₂ 隔离技术的优势融为一体。借助这些器件，您能够满足现代系统的需求，确保性能、可靠性和安全性得到增强。通过充分利用光耦仿真器，您可以优化设计，迎接隔离技术的新时代。

其他资源

如果您已准备好升级设计来采用光耦仿真器，可以尝试使用 TI 的交叉参考搜索工具。通过该工具，您可以上传当前设计中使用的光耦合器，从而找到匹配的合适光耦仿真器。
请参阅白皮书“善用可靠且性价比高的隔离技术应对高电压设计挑战”。

应用LMR38020优化PoE设备供电方案

2023-10-17T07:13:00Z

Other Parts Discussed in Post: TPS2378, LMR16020, TPS562208, LMR38020, TPS62A02

作者：Zach Xia

在Wi-Fi无线接入点（Access Point），网络摄像头等设备中，标配有PoE供电方式早已成为主流。如何实现低成本、高可靠性的供电解决方案一直是该类产品的重点方向之一。

如下图1是非隔离的无线接入点电源系统示意图。其中，TPS2378是PoE接口协议芯片，极限耐压为100V。紧接着的是用来做降压转换的两级Buck芯片，如业界广泛使用的LMR16020和TPS562208。为了符合雷电浪涌冲击要求，实际产品一般在协议芯片前放置TVS管。

图1 非隔离型无线接入点电源系统

PoE协议规定的供电电压最大值为57V，应用中多选取工作电压58V的TVS，如SMAJ58A。从图2可以看到，雪崩击穿电压最大可达71.2V，超出LMR16020的极限耐压65V。因此第一级Buck芯片偶有概率性失效的事件发生。

图2 典型TVS参数

LMR38020是一颗输入最高工作电压80V，极限耐压85V，输出电流2A且内部集成上下管的高压同步Buck芯片。并且该芯片具有优化的启动特性和抖频选项（Spread spectrum），非常适合于PoE供电方式的受电端，即PD (Powered Device) 端应用。如下是LMR38020和LMR16020的对比。LMR38020的输入耐压大于前级TVS的雪崩击穿电压范围，增强了系统的可靠性。此外，内部集成同步整流管在省去外部肖特基二极管的同时，带来电源变换效率的显著提升。

	LMR16020	LMR38020
极限耐压	65V	85V
外部整流二极管	需要	不需要
效率（输出12V/2A）	89.1%	92.0%

新的中间电压等级可能性

原有电源架构下，将PoE输入电压变换到12V，再由12V降压至3.3V和1.8V等负载点电压。在第一级降压变换采用LMR38020的情况下，考虑将第一级变换的输出电压由12V改为5V，能够降低整个系统方案的成本，如下图3。但是需要考虑最大输出功率和效率问题。

图3 新的中间电压方案

	LMR16020 输出12V	LMR38020 输出5V
最大输出功率	24W	10W
第一级效率	89.1%	83.9%
第二级效率	88.3%	93.7%
整体效率	78.7%	78.6%

从上表可以看到，借助于LMR38020以及高效率5V挡位降压芯片TPS62A02，新的电源架构可以实现和原有方案接近的整体效率。值得注意的是，随着Wi-Fi设备无线通讯速率带宽的不断提升，10W将无法满足未来的峰值功率需求。后续TI将会推出更大电流的高压Buck解决方案。

利用升压转换器延长电池使用寿命

2023-10-08T10:28:00Z

Other Parts Discussed in Post: TPS61299

器件的静态电流 (I_Q) 对于连续血糖监测器 (CGM) 等低功耗节能终端设备而言，是一个重要参数。集成电路在轻负载或空载条件下消耗的电流会显著影响待机模式下的功率损失，以及系统的总运行时间。

由电池供电的负载实际上并不是常开型负载，而是脉宽调制 (PWM) 负载，这意味着负载包含两个时间段：t_PWM 和 t_Standby，如图 1 所示。尽管 t_Standby 占总负载周期（在图 1 中显示为 T）的 99.9%，但它对提升效率（尤其是轻负载效率）仍非常重要。

图 1：电池系统负载情况

为了提升效率和延长电池使用寿命，人们面临着降低待机模式功率损失、限制电流尖峰和减小导通时间脉冲期间占空比的诸多挑战。具有低 I_Q 的升压转换器可帮助降低电池的总功率损失。

选择低 I_Q 升压转换器来提升总效率

CGM 展示了为何最大程度降低 I_Q 对于延长电池使用寿命是重要的。图 2 展示了 CGM 电源块，其中包括一个用于读取血糖浓度的传感器，一个用于捕获血糖读数的发送器和一个用于通信和显示的无线接收器。该发送器由一个纽扣电池、升压转换器和模拟前端组成（图 3），该模拟前端消耗大部分电能。

图 2：CGM 的电源架构

图 3：CGM 发送器的电源架构

图 4 展示了模拟前端的负载电流。如您所见，发送器在 99% 的时间处于待机模式。

图 4：CGM 发送器中电流消耗随时间的变化

公式 1 计算了电池在一个负载周期中提供的总功率为：

降低 I_Q 可直接提升待机模式下的效率。

德州仪器的 TPS61299 升压转换器仅从 V_OUT 中消耗 95nA 的 I_Q，因此可在 CGM 的以下典型待机条件下将效率提升 39%：V_IN = 3.0V，V_OUT = 3.3V 且待机 I_OUT = 10µA（图 5）。在每个 288s 的负载周期中，30mA 的导通时间脉冲负载持续 600ms，相当于每天节省多达 2.53W 的功率。提升待机模式下的效率最终可延长 20% 的电池使用寿命。

图 5：TPS61299 和 600nA I_Q 器件的效率曲线

限制电池的放电电流

尽管高能量密度、低放电纽扣电池极其常见，但其主要缺点是具有高等效串联电阻 (ESR) 和有限的电流能力。PWM 负载应用的占空比小，高电流脉冲会产生远高于放电电流的高浪涌电流尖峰，这对电池容量和电池使用寿命都会产生不良影响，尤其是在使用超级电容器时。同样，ESR 会随着电池老化而增大，由电流尖峰导致的功率损失也会相应增加。

电池容量与放电电流成反比，电池使用寿命与容量具有线性关系，如图 6 所示。将放电电流从 500mA 降至 100mA 可将电池使用寿命增加一倍。

TPS61299 升压转换器系列提供从 5mA 到 1.5A 的输入电流限值，可精确限制导通时间脉冲期间的放电电流，帮助延长电池使用寿命。

图 6：电池使用寿命与放电电流

选择具有快速瞬态响应时间的器件

通过减小负载的导通时间脉冲宽度来降低总功率损失，也能延长电池的总使用寿命。

图 7 展示了智能手表 LED 的逐周期负载情况。PWM 负载包含两个阶段：瞬态时间 (t_tran) 和采样时间 (t_sample)。t_tran 测量升压转换器在发生负载电流或电源电压突变后快速稳定至目标输出电压的时间。t_sample 是光电二极管稳定后的恒定值。

缩短 t_tran 会大大缩短 PWM 时间 (t_PWM)，反过来增加消隐时间 (t_BLANK)，并使 I_Q 运行状态时间更长。假设可以将 t_tran 从 100µs 降至 10µs，且 t_sample 为 10µs、周期时间为 250µs，则可以将 t_BLANK 从 140µs 延长至 230µs，如图 8 所示。

图 7：传统 PWM 负载

图 8：具有快速瞬态性能的 PWM 负载

在 t_BLANK 和缩短的 t_tran 时间内，通过维持低 I_Q 来实现高效率总是步履维艰。低 I_Q 器件的响应时间总是很长，因为在 I_Q 非常低的情况下为内部寄生电容充电是具有挑战性的。

然而，TPS61299 可实现更快的瞬态响应时间，且带宽更宽。例如，在 3.6V 输入和 5V 输出条件下，输出电流从 0mA 升高至 200mA 的典型稳定时间是 8µs，如图 9 所示。

图 9：TPS61299 的瞬态波形

结语

为帮助设计人员降低电池总功率损失，TPS61299 升压转换器同时整合了三种有效的方法：

选择低 I_Q 升压转换器来提升总效率。
限制电池的放电电流。
选择具有快速瞬态响应时间的器件。

其他资源

下载“具有快速瞬态性能的 TPS61299 在智能手表应用中的优势”应用手册。

UCC587x-Q1 上电初始化注意事项

2023-07-03T03:33:00Z

Other Parts Discussed in Post: UCC5870-Q1

作者：Guangyao Liang

摘要

UCC587x-Q1 集成了丰富的诊断保护机制，使其非常适用于新能源汽车电驱动应用，帮助系统达成ASIL-D的功能安全等级。另一方面，由于其内置丰富且灵活的寄存器，在上电初始化时，需要注意寄存器的配置，否则容易引起某些故障的误报。本文将讲述上电误报SC_FAULT以及ADC_FAULT的使用场景，机理以及规避方法。

SC_FAULT

配置场景

UCC587x-Q1 具有多达6个ADC输入引脚，其中, AI2, AI4, AI6 可以作为功率开关管短路故障的检测引脚（默认）。而短路触发对应的电压阈值较低（默认1V，可配置最高1.25V）。因此，如果把AI2, AI4以及AI6中的其中一路用于采样最高电压范围较宽的物理量（比如UCC587x-Q1本身的VCC2或者高压母线电压经过分压以后的值），且没有注意软件配置的时序，则非常容易误触发SC_FAULT，进而引发非预期的输出。

误报机理

然而，汽车电驱动的使用场景通常要求采样多路电压范围较宽的物理量，比如前面提到的UCC587x-Q1本身的VCC2或者高压母线电压。另一方面，为提高采样的分辨率，不能把分压比例调得太小。因此，在无法避免用AI2,4,6中其中一路采样范围较宽的物理量时，需要了解SC_FAULT 触发的条件，以避免SC_FAULT 误触发的情况。

SC_FAULT触发的需要同时满足如下条件：

Aix(2, 4, or 6) pin上的电压需要高于CFG6[SCTH] 配置的值，且持续CFG6[SC_BLK] 以上
Input(IN+ or ASC) 为高电平
驱动输出为高电平
CFG4[SCP_DIS] = 0x0
DOUTCFG[AIxOCSC_EN] = 0x1

规避方法

前述的5个触发条件需要同时满足才能触发SC_FAULT故障，而前三个条件和硬件配置直接相关。往往考虑实际问题后，无法改动。因此，我们可以通过调整软件配置，来规避SC_FAULT 在上电初始化阶段的误触发，但需要注意软件配置的时序。

如前所述，第一个条件很容易满足，当软件按照默认值配置（满足条件4和5）并进入active模式开始输出后（满足条件2和3），这5个条件都能满足而报出SC_FAULT故障。这种情况下，我们可以通过在初始化阶段配置相应通道的DOUTCFG[AIxOCSC_EN] = 0x0来轻松规避。

但是以上场景无法保证万无一失。为了节省IO口资源以及简化副边电源配置，往往VREF使用内部供电模式，而ASC pin会直接上拉到芯片副边自带的VREF，ASC_EN则经过一个MOSFET上拉到VREF，而MOSFET的导通则通过safety MCU来控制。如果在上电初始化过程中，由于特定故障触发ASC，则有可能误报SC_FAULT故障。因此，这里需要关注VREF的使能（CFG8[VREF_SEL]）与DOUTCFG[AIxOCSC_EN] 的配置时序，务必在VREF使能前（CFG8[VREF_SEL]=0x0），禁用SCP(DOUTCFG[AIxOCSC_EN]=0x0)，避免在上电配置过程中出现同时满足以上5个条件的情况，进而避免了SCP_FAULT的误报。

ADC_FAULT

配置场景

UCC587x-Q1 的VREF是内部ADC的参考供电，VREF可通过CFG8[VREF_SEL] 来调整供电来源是

内部或者外部。而VREF 的默认配置是外部模式。当VREF 电压超过阈值，发生欠压或者过压故障时，STATUS5[ADC_FAULT]会报错，但默认屏蔽该故障，即故障不会通过nFLT1 报出，也不会影响驱动输出。出于成本考虑，客户设计可能会选择节省外部电源，而选择VREF 由内部提供，此时需要注意上电初始化期间ADC_FAULT的处理。

误报机理

ADC 使能后，ADC_FAULT即可报错，而ADC_EN 以及 VREF 的外部供电都是默认的，当VREF pin外部没有供电，或者供电电压超过阈值时，器件在上电后，可能会报ADC_FAULT 故障。

规避方法

如果需要把VREF配置成内部模式，则建议在上电进入Configuration 2模式后，先把CFG8配置成内部模式，然后读取所有故障状态位，如果ADC_FAULT是唯一故障，可以通过写CLR_STAT_REG=1来清ADC_FAULT故障位。如果需要在正常工作时监控 ADC_FAULT，则最后置位ADC_FAULT_P。即务必注意把ADC故障的屏蔽使能位ADC_FAULT_P的置位放在VREF 配置成内部模式之后。

总结

UCC587x-Q1 具有丰富的诊断功能，在提供更全的诊断覆盖度的同时，如果不注意上电后软件的配置时序，在特定的应用场景下，可能会误报ADC_FAULT以及SC_FAULT。我们可以通过本文提到的配置方法，规避这类误报问题。

参考文献

[1] UCC5870-Q1 Datasheet

[2] UCC5870-Q1 Feature Configuration Guide

如何为 ADAS 处理器提供超过 100A 的电流

2023-06-26T10:37:00Z

Other Parts Discussed in Post: TPS62876-Q1

高级驾驶辅助系统（ADAS），包括自动驾驶视觉分析、泊车辅助和自适应控制功能中的汽车系统电气化日益普及。智能连接、安全关键型软件应用以及神经网络处理都需要增强的实时计算能力。

要满足这些高级要求，需要能够支持超过100A的电子控制单元 (ECUs) 的多核处理器，例如 TDA4VH-Q1。不过，高功率也带来了设计挑战，包括实现更高电流轨的高效率、在满载条件下控制热性能和负载瞬态以及满足功能安全需求。

提供 ADAS 处理能力

TPS62876-Q1 降压转换器通过全新的堆叠功能帮助设计人员突破超过 30A 的电流限制，该功能可实现为 TDA4VH-Q1 等片上系统 (SoC) 充电所需的高电流。该系列器件采用相同封装，可提供 15A 至 30A 电流，并且通过堆叠功能还能支持大于 100A 的负载电流。

将这些器件进行堆叠不仅能为下一代 ADAS SoC 内核供电，还能通过降低热限制来提升热性能并提高效率。请参阅图 1。

图 1：采用堆叠配置的两个 TPS62876-Q1 器件

使用菊花链方法可使堆叠功能正常运行。主器件控制一个补偿网络、一个 POWERGOOD 引脚、一个 ENABLE 引脚和一个 I²C 接口。为实现最佳电流共享，必须将堆叠中的所有器件编程为使用相同的电流额定值、开关频率和电流电平。

堆叠中的主器件还可以设置输出电压并控制稳压。如果 SYNCOUT 引脚和接地端之间有一个47-kΩ电阻器，该器件会作为辅助器件运行。如果 SYNCOUT 引脚处于高阻抗状态，则该器件作为主器件运行。图 2 展示了印刷电路板上部署的堆叠配置。

图 2：三个 TPS62876-Q1 降压转换器堆叠的评估模块示例

该系列降压转换器的其他性能包括：

压降补偿，也称之为负载线路（自动电压定位）。通过调节标称输出电压可基于输出电流（15A 至 30A）提供更出色的负载瞬态容差，并减少输出电容，从而实现成本优化型、高功率密度解决方案。REGISTER 引脚可启用或禁用压降补偿，默认情况下为禁用状态。
远程检测功能支持各种具有较严格输出电压要求（需要在负载瞬态期间提供更多余量）的 SoC 处理器。器件的远程检测线路直接连接到负载点，支持以8% 的精度设置电压。
I²C接口监控系统性能，并在温度和输出电流超出指定限制时发出警告。此外，也可以使用动态电压调节，将输出电压在4V 至 1.675V 之间进行调节。如果不需要I²C功能，仍可通过将 SCL 和 SDA 引脚接地来使用同一器件。

功能安全

功能安全在 ADAS 中非常重要，特别是对于自动驾驶。TPS62876-Q1 降压转换器提供多个 TI 功能安全型级别文档，包括：

根据业内可靠性标准估算的半导体元件的功能安全时基故障率。
基于器件主要功能的元件故障模式及其分布。
引脚故障模式分析。

通过向设计中添加外部监控器，满足汽车安全完整性等级标准要求。

结语

要实现汽车工程师学会 2 级等更高的自动驾驶级别，需要更高的计算能力来提供更高的分辨率，并在极短时间内进行快速响应。人工智能技术等嵌入式特性也促使对更高功率的 ADAS SoC 处理器的需求不断增加。TPS62876-Q1 系列的可堆叠功能可帮助实现大于 100A 的内核电源，进而实现更高级别的自动驾驶。

其他资源

阅读技术文章，“将 MLCC 短缺对电源应用的影响降至最低。”
下载 TPS6287x-Q1 数据表。
查看“TPS62876 降压转换器评估模块”用户指南。
参阅 TPS62874-Q1、TPS62875-Q1、TPS62876-Q1 和 TPS62877-Q1 功能安全时基故障率、FMD 和引脚 FMA 功能安全信息。
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如何通过低噪声和低纹波设计技术来增强电源和信号完整性

2023-06-20T04:08:00Z

Other Parts Discussed in Post: TPSM82912, TPS7A94, TPSM82913, TPS62913, TPS62912

工程师在为采用时钟、数据转换器或放大器的医疗应用、测试和测量以及无线基础设施的噪声敏感型系统设计电源时，经常遇到的一个问题是如何提高准确度和精度，并最大限度降低系统噪声。鉴于不同的人对“噪声”这个术语有不同的理解，我在此声明，本篇文章讲述的噪声是指电路中电阻器和晶体管所产生的低频热噪声。您通常可将噪声频谱密度曲线（以微伏/平方根赫兹为单位）中10 Hz至100kHz带宽内的噪声视为集成输出噪声（以均方根毫伏为单位）。电源噪声会降低模数转换器的性能并引起时钟抖动。

以前，对时钟、数据转换器或放大器供电时，先后采用直流/直流转换器（或模块）、低压降稳压器 (LDO)（例如 TPS7A94、TPS7A82、TPS7A84、TPS7A52、TPS7A53 或 TPS7A54）和铁氧体磁珠滤波器的布置，如图 1 所示。这种设计方法最大限度减少了电源噪声和纹波，并在负载电流低于 2A 左右时保持良好的性能。然而，随着负载增加，LDO 中的功率损耗会引发效率和热管理问题，例如，后置稳压 LDO 在典型的模拟前端应用中会增加 1.5W 的功率损失。低噪声的高效设计是不是无法实现？倒也未必。

图 1：使用直流/直流（DC/DC）转换器、LDO 和铁氧体磁珠滤波器的典型低噪声架构

使用低噪声降压转换器或模块替换 LDO

防止产生功率损耗的一种方法是最大限度减少通过 LDO 的压降。然而，这种方法会对噪声性能产生负面影响。此外，电流更高的 LDO 通常也更大，这会增加设计尺寸和成本。既能确保低噪声又不会增加功率损耗的一种更为有效的方法是，使用低噪声DC/DC降压转换器或模块代替设计中的 LDO，如图 2 所示。

图 2：使用低噪声降压转换器（无 LDO）

我知道您的疑问：移除降低噪声的主要器件如何还能提供低噪声电源？其实，许多 LDO 在带隙基准处都具有一个低通滤波器，用于最大限度减少进入误差放大器的噪声。TPS62912 和 TPS62913 系列的低噪声降压转换器以及 TPSM82912 和 TPSM82913 模块使用降噪/软启动引脚连接电容器，并与集成的 R_f和外部连接的C_NR/SS 组成一个低通电阻器/电容器滤波器，如图 3 所示。本质上，这种结构模拟了 LDO 中带隙低通滤波器的性能。如果 TPS62913 或 TPSM82913 仍无法满足您的低噪声要求，您可以使用具有更低压降和功耗的低噪声 LDO（如 TPS7A94），这样仍可实现超低噪声。应用简报 SBVA099 对此进行了更详细的说明。

图 3：具有带隙噪声过滤功能的低噪声降压方框图

如何降低输出电压纹波？

所有直流/直流转换器都会在其开关频率下产生输出电压纹波。在精密系统中，噪声敏感型模拟电源轨需要超低的电源电压纹波来更大限度地减少频谱中的频率杂散，电源电压纹波通常取决于DC/DC转换器的开关频率、电感值、输出电容、等效串联电阻和等效串联电感。为减少这些元件产生的纹波，工程师通常使用 LDO 和/或小型铁氧体磁珠和电容器组成 π 型滤波器，从而更大限度减小负载纹波。TPS62912 和 TPS62913 等低纹波降压转换器以及 TPSM82913 模块通过集成铁氧体磁珠补偿和遥感反馈功能，充分利用铁氧体磁珠滤波器。通过利用铁氧体磁珠的电感和附加的输出电容器，消除了输出电压纹波中的高频分量，并将纹波降低了约 30dB，如图 4 所示。

图 4：使用铁氧体磁珠滤波器之前的输出电压纹波(a)；使用铁氧体磁珠滤波器之后的输出电压纹波(b)

结论

通过集成可降低系统噪声和纹波的特性，低噪声降压转换器可帮助工程师实现不使用 LDO 的低噪声电源解决方案。当然，不同应用所需的噪声级不同，而且不同的输出电压需要的性能也不同。所以，您只能为设计选择合适的低噪声架构。如果您想简化噪声敏感型模拟电源设计、降低功率损耗并缩小整体设计尺寸，请考虑使用低噪声降压转换器。

其他资源

阅读下列应用手册：
- “通过 TPS62913 低纹波和低噪声降压转换器为敏感型 ADC 设计供电”
- “通过 TPS62913 低纹波和低噪声降压转换器为 AFE7920 供电”
如需详细了解使用直流/直流转换器期间的输出电压纹波影响因素，请阅读技术文章“认识和管理降压稳压器输出纹波”。
如需详细了解如何使用 TPS62912 和 TPS62913 降低噪声和纹波，请观看视频培训：“低纹波和低 Iq 直流/直流负载点降压转换器”。
要了解通过降压转换器降低输出电压纹波的其他方法，请阅读白皮书“实现高效率、无 LDO、低损耗电源的低噪声和低纹波技术”。

超低静态电流升压转换器TPS61299——可穿戴设备的可靠搭档

2023-05-16T08:42:00Z

Other Parts Discussed in Post: TPS61299, TPS61099

作者：Eileen Zhang

随着技术的进步，可穿戴个人电子产品的种类与所集成的功能日益丰富，例如智能手表、智能手环、AR眼镜等，越来越多的人选择购买使用这一类产品。为进一步提升用户体验，延长可穿戴设备中电池的使用寿命成为开发者面临的一个重要挑战。TI新推出的升压转换器TPS61299具有超低的静态电流，能有效满足可穿戴设备对于延长待机时长的这一要求。

TPS61299的静态电流低至95nA，在业界处于先进水平。同时，TPS61299的能量转换效率很高，例如，在输入2V、输出3.3V/200mA的条件下，效率高达94%。这些特性可以有效延长系统中电池的待机时间及使用寿命，满足可穿戴式个人电子产品的设计需求，从而带来更好的用户体验。

TPS61299的输入电流范围为0.7V至5.5V，满足绝大多数可穿戴电子产品的电池电压范围，输出电压范围为1.8V至5.5V。为满足不同应用场景的需求，TPS61299系列有不同的输入电流限制版本，包括5mA、25mA、50mA、100mA和1.2A，具体料号对应输入电流限制值以datasheet说明为准。

此外，新一代TPS61299优化了器件在响应速度方面的表现，同时具备真关断特性，开发者可以根据系统需求，选择强制PWM模式或者自动PFM模式。我们为这款升压转换器提供两种形式的封装，分别是尺寸为1.2mm x 1.6mm的SOT封装和尺寸为1.2mm x 0.8mm 的WCSP封装，可以满足广大客户的多样需求。

目前，最为常见的可穿戴产品是智能手表或智能手环，为了测量佩戴者的血氧、心率等生物信号，通常智能手表中会有用于生物信号检测的光学传感器模块，升压转换器TPS61299可用于为这类模块进行供电。一般来说，生物信号检测模块并非持续工作，而是间隔一段时间对信号进行一次采集，这就要求前端的升压转换器具有较低的静态电流以减小能量损耗，同时也需要高速的动态响应来保证实现精确的信号采集。TPS61299在TPS61099的基础上优化了这些性能，使新一代产品能够更好地满足客户系统设计需求。

作为德州仪器2023年发布的升压转换器中的明星产品，TPS61299以其超低静态电流、高效率、快速动态响应、小尺寸等优势有效地适配了个人电子产品中可穿戴设备的应用。您可在官方产品页面中查看产品详细信息、技术文档等资料，或购买本产品及评估版。