嵌入式处理

DIN VDE V 0884-11:2017-01对数字隔离器认证的意义

Kevin Chen1 — Sat, 29 Nov 2025 06:48:00 GMT

作者：Luke Trowbridge

截至2020年1月，德国标准化学会(DIN)和德国电气工程师协会 (VDE) V0884-10: 2006-12不再是用于评估电磁和电容电隔离产品的固有绝缘特性和高压性能的有效认证标准。这标志着集成电路（IC）制造商三年过渡期的结束。该过渡期始于2017年，当时VDE发布了DIN VDE V 0884-11:2017-01更新标准。随着这一变化，IC制造商必须进行升级以满足新的认证要求，否则将要求其从相应的IC数据表中删除VDE认证。

由于这些认证是为基础和增强的数字隔离器创建的唯一器件级标准，因此它们能够使原始设备制造商和终端设备制造商相信使用该隔离器将满足其系统级的高压要求和终端设备等级认证。

新标准有哪些变化？

从DIN V VDE V 0884-10到DIN VDE V 0884-11的最大变化是对认证过程和要求的更改。表1中列出的这些更改会影响基本认证和增强认证的器件标准。

标准/参数	DIN V VDE V 0884-10	DIN VDE V 0884-11
最大浪涌隔离电压（V_IOSM）	增强型测试电压= 1.6 x V_IOSM 基本型测试电压= 1.3 x V_IOSM 最小增强强度= 10 kV 50次浪涌冲击（单极）增强型测试电压= 1.6 x V_IOSM 基本型测试电压= 1.3 x V_IOSM 最小增强强度= 10 kV 50次浪涌冲击（双极，每个极性25个）	增强型测试电压= 1.6 x V_IOSM 基本型测试电压= 1.3 x V_IOSM 最小增强强度= 10 kV 50次浪涌冲击（双极，每个极性25个）
最大工作/重复隔离电压确定（VIOWM，VIORM）	无需绝缘寿命数据	基于时间相关的电介质击穿（TDDB）绝缘寿命数据分析
局部放电测试电压 (VPD(M))	增强型= 1.875 x VIORM 基本型= 1.5 x VIORM	增强型= 1.875 x VIORM 基本型= 1.5 x VIORM
最小额定寿命	未定义	增强型= 20年x 1.875（安全裕度）基本型= 20年x 1.3（安全裕度）
寿命期间的故障率	未定义	增强型= <1 ppm 基本型= <1,000 ppm
标准/认证到期	2020年1月	未设定有效期

表1：DIN V VDE更新（基本和增强）

让我们逐一浏览每个更新。

“最大浪涌隔离电压”量化了隔离器承受特定瞬态曲线的极高电压脉冲的能力。由于直接或间接的雷击、故障或短路事件，图2所示的浪涌测试曲线可能会在安装中出现。尽管测试电压、最低电压要求和冲击次数没有改变，但冲击现在以双极性脉冲而非单极性脉冲执行。施加25个正脉冲，随后是1小时至2小时的延迟，然后再将25个负脉冲施加到同一器件。

在单个浪涌脉冲期间，一些电荷保留在隔离电介质中，从而产生剩余电场。在单极测试中，剩余电场会减小后续脉冲期间隔离栅承受的总电场。相比单极脉冲，双极脉冲对隔离栅的场强更大，因为剩余电场现在与前一个脉冲叠加，从而超过了该器件测试序列中任何先前脉冲的场强度。

图1：模拟直接或间接雷击、故障或短路事件的电涌试验

目前，DIN VDE V 0884-11需要使用行业标准的时间相关的电介质击穿（TDDB）测试方法来收集隔离器的寿命预测数据。在此测试中，隔离栅每侧的所有管脚都绑在一起，形成了一个双端子器件，并在两侧之间施加了高电压。在室温和最高工作温度下，以60Hz的各类高电压切换来收集绝缘击穿数据。

图2所示为隔离栅在其整个寿命期间承受高压应力的固有能力。根据TDDB数据，绝缘的固有能力为1.5 kV_RMS，使用寿命为135年。诸如封装尺寸、污染程度、材料种类等其他因素可能会进一步限制组件的工作电压。集成电路制造商需要花费数月甚至数年时间来收集每个经认证器件的数据。

图2：TDDB测试数据显示了隔离屏障在其使用寿命内承受高压应力的固有能力

对于增强隔离，DIN VDE V 0884-11要求使用故障率小于百万分之一（ppm）的TDDB预测线。即使在指定的工作隔离电压下预期的最小绝缘寿命为二十年，新的增强型认证仍要求工作电压额外增加20％的安全裕度，器件的额定寿命增加87.5％的安全裕度，也就是说，在工作电压比规定值高20％时，最低要求的绝缘寿命为37.5年。

对于基本隔离，DIN VDE V 0884-11的要求不太严格，允许的故障率小于1000 ppm。仍需要20％的工作电压裕度，但基本绝缘器件的使用寿命裕度降低到30％，这是指在工作电压比额定值高20％的情况下，总要求使用寿命为26年。DIN V VDE V 0884-10先前没有定义最小额定寿命和整个寿命内的故障率。

尽管局部放电测试标准在DIN VDE V 0884-11中并未更改，但了解局部放电测试对隔离组件的相关性非常有用。即使二氧化硅不存在局部放电的现象，TI和VDE仍测试基于二氧化硅的数字隔离器的局部放电。光耦合器使用局部放电测试作为一种手段来筛选出在电介质中形成多余空气气泡的不良量产器件。虽然局部放电测试可以排除有缺陷的器件，但是要注意，它不能作为最低保证寿命测试，只有在数字隔离器上进行的TDDB测试才是一个精确的寿命测试过程。

通过认证，设备制造商可以在全球范围内使用隔离器件来满足其终端应用程序设计要求，并了解隔离器是否能够在其整个生命周期内可靠地工作。针对认证要求的更新和修订（如DIN VDE中的要求）可确保高电压安全性要求始终有意义且尽可能严格。如果器件制造商不能保证满足DIN VDE V 0884-11的要求，那么设备制造商对现有和未来设计的电路板隔离器件进行检查以确保它们仍然满足认证要求就变得至关重要。

其他资源

查看TI的数字隔离器认证。
下载白皮书：“高压增强型隔离：定义和测试方法。”

TM4C129X MCU如何有效应对晶振失效

Cherry Zhou — Tue, 05 Dec 2023 07:17:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TPS3820, TM4C1294NCPDT

作者：Brian Wang

TM4C129x系列是TI 推出的通用MCU 产品，该产品具有120Mhz Cortex M4F核，最大1MB的Flash 空间以及灵活多样的通信接口。同时该产品的内置Ethernet PHY，可支持高集成度、低成本的以太网通信。片上丰富的资源使其非常适合作为储能等新能源应用的House Keeping MCU 来使用，配合TI 的BMS采样AFE及实时控制芯片C2000共同完成储能系统所需要的采集、监控、控制等一些列功能。

近年来，随着储能等新能源应用的飞速发展，各类行业标准不断发展和健全，对储能系统的安全性也提出了越来越高的要求。而作为储能系统的控制中枢，对于MCU 在故障状态下的安全也提出了新的要求。例如IEC60730最先对家储产品提出当MCU 晶振失效，系统需要能够安全地断电，这就需要MCU 必须具有一种可靠地检测、诊断和处理MCU 晶振失效的措施。本文就将以储能系统的这一需求为例，介绍如何在TM4C129X中应对系统晶振失效的问题。

1. TM4C129X晶振失效检测功能

TM4C129X 系列MCU中本身提供了主时钟诊断功能，该功能将主时钟（MOSC）频率与内部晶振频率对比，一旦发现主时钟频率异常则触发以下异常中的一种，并自动切换到内部晶振（PIOSC）来继续为MCU的后续运行提供是时钟源。

图-1 主晶振失效动作选择配置

针对本文中所讨论的安全下电需求，我们可以配置MOSCCTL.MOSCIM=0从而实现晶振异常时触发MOSC Fail 中断，并在中断中进行相关的安全下电操作，具体的配置实现代码如下：

    ui32MOSCCTL = HWREG(SYSCTL_MOSCCTL);
    // Enable MOSC verification enable MOSC fail interrupt
    SysCtlMOSCConfigSet(ui32MOSCCTL | SYSCTL_MOSC_VALIDATE | SYSCTL_MOSC_INTERRUPT);
    // Enable MOSC interrupt at SYS level
    HWREG(SYSCTL_IMC) = 0x08;
    // Enable SYS interrupt at NVIC level
    IntEnable(INT_SYSCTL);

void  SystemtHandler(void)
{
  // Add error handling code here

该方法可以在不增加额外外围电路的情况下实现晶振失效状态下MCU的安全状态处理，但需要注意的时在TM4C129X系列的Errata中有注明该系列芯片的MOSC verification 电路存在一定的无法准确检测晶振失效的风险。因此该方法仅能用作一种辅助手段，或应用在对于诊断率要求不高的应用当中。我们必须增加其他解决问题的措施。

图-2 TM4C129X 晶振检测功能勘误

2. 使用硬件方式应对晶振失效

在储能系统中，为了应对TMC129X内置时钟诊断可能存在的风险，我们可以增加额外的硬件电路来实现更加可靠的错误处理。对于此类问题，常见的解决方案的是使用一颗额外的看门狗（Watchdog）芯片。

对于TM4C129X系列芯片，通过其数据手册可以芯片最小复位脉冲宽度在0.25~100us，绝大多数的TI 看门系列产品均可满足此时间要求:

图-3 TM4C1294 复位时序要求

在此选择TI TPS3820 为例说明看门狗方案：

图-4 TM4C1294 看门狗方案示意图

正常工作状态下，TM4C129X通过PWM 以固定频率对TPS3820进行喂狗。当晶振失效，若TM4C1294 晶振内部的晶振失效诊断电路生效，按照预先设计好的程序执行断电保护。若内部电路不失效，则芯片将失去时钟源停止喂狗，25ms后TPS3820将向TM4C129X发送复位脉冲，通过nRST引脚将芯片复位。

当TM4C129X 复位，则所有GPIO将被复位到高阻状态（tristate），此时引脚电平将有外部的上拉或下拉电阻决定。因此只需要按照安全状态在继电器控制I/O端口的外围增加相应的上拉或下拉电阻即可保证复位后GPIO处于安全状态。

图-5 TM4C1294 GPIO默认状态

经过对该方案的深入测试，在内部检测电路不工作的情况下，该硬件复位方案有极高的成功率（如图6左）。但在小概率下，我们可以抓到如图6 右侧的失败情况。在该种情况下，晶振下电后芯片没有发生复位，继电器控制I/O 也没有如预想被拉低，芯片似乎“卡死”在了某种状态里。

图-6 测试波形

针对此问题对硬件的看门狗方案进行了改进，在原有看门狗的基础上增加了个一个单稳态触发器和一个与门，当MCU 晶振失效MCU 停止喂狗，1G123通过与门拉低继电器控制信号，保证在MCU 无法复位的情况下仍能断开继电器。

图-7 改进的硬件看门狗方案示意图

3. TM4C晶振失效复位失败的解决方法

上一节中，我们通过增加片外的复位和I/O口控制电路保证了芯片晶振失效时I/O口能够处在安全状态，但并未解决TM4C无法正确复位的问题。

该问题的主要原因是TM4C在接收到nRST 复位脉冲时可以触发两种不同的复位模式：

Power on Reset(POR): 该模式又称为冷复位(code-reset)，此复位模式等同于芯片上电复位，是一种完全彻底的复位方式；

System Reset: 该模式又称为暖复位（warm-reset），此模式只复位芯片的核心及部分外设，不是完全复位。

经过反复多次测试，TM4C在外部晶振失效的情况下只能可靠的地进行system reset，而无法支持 POR Reset。默认状态下，nRST均触发POR Reset，因此会出现上一节类似MCU ‘卡死‘的异常状态。需要通过Reset Behavior Control寄存器将复位模式改为System reset 即可正常复位。

图-8 TM4C129X RST脚复位模式选择

使用如下API 进行配置：

SysCtlResetBehaviorSet (SYSCTL_RESBEHAVCTL_EXTRES_SYSRST);

重复上述实验，无论如何测试，在晶振失效情况下收到TPS3820的复位触发信号后TPS3820均可正常复位，GPIO按照预设置高。

图-9更改复位模式后的测试波形

4. 总结

本文以储能系统为例，介绍了如何在TM4C129x系列芯片的使用过程中应对晶振失效故障。针对芯片本身功能存在的不足，本文通过增加外围电路解决增加了“双保险”，大大提高了TM4C129X芯片在晶振失效情况下的可靠性。

参考文献

[1] Texas Instruments: Tiva™ TM4C1294NCPDT Microcontroller DATA SHEET

[2] Texas Instruments: Tiva C Series TM4C129x Microcontrollers Silicon Revisions 1, 2, & 3 Errata (Rev. G)

MSPM0在指定Flash地址开辟模拟EEPROM

Cherry Zhou — Tue, 17 Oct 2023 07:16:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: MSPM0G3507

作者：Captain Luo

在嵌入式系统中，诸如变频器和伺服驱动器等工业应用，乃至CD播放器等众多消费电子产品，都需要保存最近的用户设置，在下次上电后加载使用。如果使用MCU内置Flash，一般擦写次数限制在10k次，无法满足寿命和耐久性要求，所以只能通过外置EEPROM实现。

TI新推出的MSPM0系列MCU支持使用Flash模拟EEPROM，在小容量存储需求的场合能节省外部EEPROM芯片，实现成本控制。MSPM0系列MCU的Flash容量覆盖16KB到128KB，其中低32KB的Flash区域支持10万次擦写，而剩余区域支持1万次擦写，如下图MSPM0G3507规格书所示。所以，在使用Flash模拟EEPROM时，应尽可能选择低32KB区域。

当使用<=32KB Flash容量产品时，这时芯片的全部Flash区域都支持10万次擦写，只需要根据用户代码量以及存储需求确定模拟EEPROM的容量大小，然后放置到Flash的尾部地址即可。

当使用>32KB Flash容量产品时，这时用户代码占用空间可能较大，如果直接选取低32KB尾部地址作为模拟EEPROM，有可能与用户代码地址相冲突而造成误擦写，如下图所示：

这时则需要在代码中向编译器声明EEPROM的位置及长度，使其安排Code及Data时避开用户设置的EEPROM区域。

在CCS IDE with TI Clang中，需要做两步修改：

1. 在.cmd文件中添加Sections的声明如下图：

其中EEPROM 为自定义的section名字，0x00001000为自定义的开始地址。

2. 在需要使用的.c文件中（如c）添加数组定义如下：

const uint32_t EEPROM[4096] __attribute((used)) __attribute((section(".EEPROM")))={0};

以上语句定义了一个名为EEPROM、类型为uint32，长度为4096的const数组，并且存放在上面开辟的.EEPROM Sections，其中添加__attribute((used))可以避免编译器把该数组优化掉。

完成以上修改后，编译器会避开自定义的EEPROM SECTIONS，代码只会存放于.text SECTIONS，这样修改后就可以保证EEPROM地址和长度都落在期望的Lower 32KB区域且不会与代码段冲突。

添加修改并编译后，查看Memory Allocation如下图，可见EEPROM段与.text代码段分开，所定义的EEPROM数组也成功初始化。

最后就可以进行Flash的Erase/Program操作，具体可参考drivelib中的flashctl_program_with_ecc等例程，这里不再赘述。

本文针对MSPM0系列MCU使用Flash模拟EEPROM时需要在Lower 32KB开辟EEPROM专用区域的工况，提出使用SECTIONS分配的方式解决与EEPROM和Code可能重合的问题，配合SDK的Flash操作，可以很容易实现EEPROM在任意Flash区域的开辟。

TI毫米波芯片普通帧波形配置介绍

Cherry Zhou — Tue, 17 Oct 2023 07:04:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: AWR1843, AWR6843

作者：Chris Meng

TI的毫米波芯片采用的是FMCW（调频连续波），支持普通帧和高级帧。本文以AWR1843和AWR6843为例，介绍如何进行普通帧配置的配置，以及配置的注意事项。

一．普通帧波形配置

图1 典型的chirp

参数名称	参数含义	说明
Idle time	从上一个chirp结束到下一个斜坡开始的时间间隔	最小Idle time取决于合成器斜坡下降稳定时间
TX start time	斜坡开始到发送器打开的时间间隔	可以设置正数或者负数。设置为正数时，可以减少发送器使能时间，避免初期不稳定射频信号发出。
ADC start time	斜坡开始到开始采集数据的时间间隔	这个参数设置的大小需要和采集的chirp开始时候的ADC数据信号质量做一个权衡
Ramp end time	斜坡开始到当前chirp结束的时间间隔	/

表1 chirp时序参数

图2 典型的帧（frame）

TI毫米波芯片的波形配置是以Profile和Chirp配置为基础的。AWR1843和AWR6843芯片内部最多存储4个不同的Profile配置和512个不同的Chirp配置，分别存储于芯片内部的Profile RAM和Chirp RAM。一个frame（帧）是由多个chirp组成，而每个chirp又是基于某个profile，这就是frame、chirp和profile三者的关系。

Profile里设定了一些波形的基本配置，例如起始频率（start frequency）、扫频斜率（frequency slope）、采样率、采样点数、idle time、ramp end time等。一个chirp的时长是chirp cycle time=idle time+ramp end time。AWR1843和AWR6843的VCO参数如下表2。对于AWR1843，可以选择VCO1或者VCO2，而对于AWR6843，只能使用VCO2。VCO1带宽较窄，但相噪声（phase noise）指标较好。VCO2支持4GHz带宽，如果需要使用较宽带宽，需要选择VCO2。

Profile配置		AWR1843	AWR6843
Start frequency		76GHz ~ 81Ghz	60GHz ~ 64Ghz
frequency slope		-100MHz/us~100MHz/us	-250MHz/μs~250MHz/μs
idle time		0~5.24287ms (最小间隔10ns)
ADC start time		0~40.95us（最小间隔10ns)
VCO_SELECT	VCO1	76–78GHz	/
	VCO2	77–81GHz	60–64GHz

表2 Profile配置部分参数说明

Chirp配置里需要设置配置哪个（哪些）chirp配置序号（chirp index），选择使用哪个profile，并且可以在选择使用的profile的配置基础上，对起始频率、扫频斜率、idle time和ADC start time做微调。如果需要配置chirp配置序号0的参数，那CHIRP_START_INDX = CHIRP_END_INDX =0。如果chirp配置序号0到3的参数是完全一样的，那么可以设置CHIRP_START_INDX = 0，CHIRP_END_INDX =3，一次性配置4个chirp配置。chirp配置里起始频率的调整范围在单个profile的起始频率上增加的范围是有限制的。如果起始频率的调整超过了调整限制，建议新设定一个profile，后续的chirp配置可以使用新的profile的新起始频率进行偏移，以实现chirp的频率偏移大于限制的情况。本文后面内容有举例说明。

Chirp配置	AWR1843	AWR6843
CHIRP_START_INDX	0~511
CHIRP_END_INDX	CHIRP_START_INDX~511
CHIRP_FREQ_START_VAR起始频率变化量	0~450MHz	0~337.5MHz
CHIRP_FREQ_ SLOPE_VAR扫频斜率变化量	0~3MHz/us	0~2.3MHz/us
CHIRP_IDLE_ TIME_VAR	0~40.95us（最小间隔10ns）
CHIRP_ADC_START_TIME_VAR	0~40.95us（最小间隔10ns）

表3 Chirp配置部分参数说明

Frame配置里要设置发射波形使用的chirp配置，以及循环次数和帧数。使用的chirp index必须是之前有配置过的，不然配置会报错。注意帧数设置为0表示一直发波。

Frame配置	AWR1843/AWR6843
CHIRP_START_ INDX	0~511
CHIRP_END_ INDX	CHIRP_START_INDX~511
NUM_LOOPS	1~255
NUM_FRAMES	0~65535

表4 Frame配置部分参数说明

下面举例说明如何在AWR1843上配置一个frame波形。假设配置4个不同的chirp配置，每个chirp配置的起始频率增加200MHz，按照chirp 0~chipr 3的配置循环发波，一个frame里共128个chirp，一直发波。波形配置和波形示意图如下。

Profile配置
序号	Start frequency
0	77GHz
1	77.6GHz
Chirp 配置
序号	PROFILE_INDX （Profile配置序号）	CHIRP_FREQ_START_VAR
0	0	0
1	0	200MHz
2	0	400MHz
3	1	0
Frame 配置	CHIRP_START_INDX （chirp配置起始序号）	CHIRP_END_INDX （chirp配置结束序号）	NUM_LOOPS	NUM_FRAMES
Frame 配置	0	3	32	0

表5 示例波形配置

图3示例波形示意图

二．配置波形注意事项

1. ADC start time + 采样时间（采样点数/采样率）< ramp end time

2. (Idle time + ramp end time)*每帧chirp数 < 帧时长（frame period）每帧chirp数 = (framecfg.end chirp index - framecfg.start chirp index +1 )* framecfg.no_of_loop

3. Duty cycle=发波时间/帧时长

4. 扫频斜率*ramp end time < 芯片支持的最大带宽

有效带宽：扫频斜率* 采样时间

mmwave studio里有一个Ramp Timing Caculator工具，可以根据用户设定，给出建议的idle time和adc start time。如果使用的带宽超出芯片支持的范围，也会给出提示。更多信息请参考参考文档[1].

图4 mmWave Studio Ramp Timing Caculator工具界面

参考文档：

Programming Chirp Parameters in TI Radar Devices (Rev. A)
mmWave Radar Interface Control Document （MMWAVE-DFP Firmware | TI.com）
MMWAVE-STUDIO IDE, configuration, compiler or debugger | TI.com

借助实时微控制器优化可再生能源和工业系统的功率效率和功率密度

Kevin Chen1 — Thu, 14 Sep 2023 08:11:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TMS320F28P650DK

电力电子产品设计人员致力于提升工业和汽车系统的功率效率和功率密度，这些设计涵盖多轴驱动器、太阳能、储能、电动汽车充电站和电动汽车车载充电器等。

这些系统的主要设计挑战之一是在降低系统成本的同时，实现更出色的实时控制性能。要应对这一挑战，常用的方法是使用拥有超低延迟控制环路处理功能的模拟和控制外设的高度集成的微控制器 (MCU) 。

实时控制性能：延迟是关键

在深入应用实例之前，先让我们简要看下“延迟”。在多轴驱动器、机器人、具有储能系统的光伏逆变器、电动汽车充电站和电动汽车中，控制性能与 MCU 对信号进行采样、处理和控制的速度直接相关。图 1 展示了实时信号链和信号延迟之间的关系，信号延迟指从模数转换器 (ADC) 测量信号，到 CPU 处理信息，以及脉宽调制器 (PWM) 控制功率的时间。这个时间需要尽可能小，才能实现超低延迟控制环路处理。

图 1：实时性能和延迟的概念

对于数字电源来说，实现较高的功率密度意味着要将 DC/DC 的开关频率从 50kHz 提高到 100kHz、500kHz 或更高。如果您使用的 MCU 以 100MHz 运行并且稳压环路同步到 PWM 频率，在 10kHz 时，PWM 中断之间的可用 CPU 周期数为 10,000，而在 100kHz 时会降为 1,000。随着频率上升，可用于检测流程控制的时间缩短，因此您需要优化 MCU 架构，以便在实时信号链中尽量节省每个周期的时间。

在光伏逆变器和储能系统中实现下一代电源

如图 2 所示，光伏逆变器市场不断发展，出现了集成储能系统的混合逆变器，带来了控制双向能量转换的挑战。单芯片架构需要使用具有许多高分辨率 PWM 通道和额外高带宽 ADC 输入的 MCU，例如 TMS320F28P650DK C2000™ 32 位 MCU。

图 2：集成了储能系统的光伏逆变器架构

为满足许多应用中对可再生能源不断增长的需求，光伏逆变器需要更高的功率效率和更好的总谐波失真性能。一种方法是使用更新的多相多级逆变器电源架构。这类架构通常通过一组复杂的电源算法和额外的外部逻辑（例如复杂的可编程逻辑器件或现场可编程门阵列）来实现，以便使用正确的序列安全地打开和关闭电源开关。这种方法会增加布板空间和系统成本。

能在不同 PWM 模块中支持板载定制、最小死区和非法组合逻辑（用于防止破坏性上电/断电序列的 MCU 特性）的 MCU 可让设计人员在降低成本的同时，减少或甚至移除外部逻辑，从而进一步简化设计。

此外，务必将 PWM 单元和集成的模拟窗口比较器进行紧密耦合，以便为电源转换器提供过流和过压保护。基于电源拓扑，您要选择的 MCU 可能需要搭载能够实现对谐振模式转换器峰值电流和谷值电流模式控制的 PWM 单元。

在电动汽车车载充电器中实现更轻松、更快速的集成

随着全球电动汽车数量的增长，设计人员需要找到新的解决方案，以便使车载充电器进一步集成并降低其成本。典型的实现方案为两个彼此隔离的 MCU，一个用于车载充电器功率因数校正，另一个用于车载充电器 DC/DC。

尽管采用单个 MCU 会增加将信号发送回 MCU 所需的隔离器件，但其增加的成本可与减少元件数量节省的成本相抵，包括减少 CAN 收发器、稳压器、电源管理集成电路、运算放大器以及实现返回主机 MCU 通信所需的隔离。

图 3 展示了单个 MCU 控制高达 22kW 的三相车载充电器功率级拓扑。PFC 级是两相交错式图腾柱，而 DC/DC 级是双电容-电感-电感-电感-电容 (CLLLC)，可减小变压器尺寸和场效应晶体管的电流等级。

图 3：由单个 MCU 控制的三相电动汽车车载充电器（PFC 与 DC/DC）

确定所需的最少 MCU 硬件资源（PWM、ADC、比较器）后，您可能还希望在降低 CPU 开销的同时，实现更多的软件集成。由于集成可以实现对单个器件上更多信号的采样，选择的 MCU 如包含内置基于硬件的过采样和偏移量校准功能的 ADC，可简化软件设计，从而使 MCU 具有更高的周期效率，并能够更快运行控制环路。

另一个挑战是对具有不同实时限制的多个任务进行软件集成：PFC、DC/DC 以及辅助控制和安全性需要共存，这让软件开发变得更加复杂。

从单核 MCU 转向多核 MCU 架构并在 MCU 内核之间分配存储器、PWM 和模拟资源，可帮助实现向多个内核分配不同的控制环路频率，例如，一个内核用于控制 PFC，另一个用于运行两个 CLLLC。每个内核以不同的独立频率运行控制环路：图腾柱通常为固定频率，但车载充电器的直流/直流电源转换级（图 3）不断变化。使用多核架构还有助于实现更可靠、更精密的过流和过压保护（因为可以针对每个内核优化每个控制环路），无需外部监控元件，还可以降低成本。

电动汽车将在数分钟内充满电，每个家庭都将使用光伏和储能系统，工厂将使用更多高效的机器人并实现能源足迹更少的自动化……实时控制 MCU 的创新将为实现更清洁、更安全、更高效的世界铺平道路。

LokiStart -- CC2340R5 软件开发环境一键安装工具

Cherry Zhou — Thu, 07 Sep 2023 08:02:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: CC2340R5, SYSCONFIG, UNIFLASH

作者：Island Wei

摘要

这篇博客的目的是介绍 CC2340R5开发环境一键安装的脚本工具，帮助第一次接触 TI SimpleLink CC2340R5 的用户快速安装在CC2340R5 上开发软件必备的软件工具。包括 Code Composer Studio（CCS）集成开发环境，SIMPLELINK-LOWPOWER-F3-SDK 软件开发套件，ARM-CGT工具链以及 Free-RTOS。

本文包括如下几个部分：

LokiStart脚本开发背景
LokiStart 脚本设计思路
LokiStart 脚本使用方法
LokiStart 内容扩展建议

该博客需要您具有在 Windows 平台下使用一些命令行语句（Command Line）的基础知识。但如果您只是想使用 LokiStart，那么只需要按照第三部分的描述进行使用即可，并不要求您具有编写PowerShell 脚本语句的能力。

LokiStart脚本开发背景

随着 CC2340 在市场上的流行，很多没有接触过 TI SimpleLink 系列产品的工程师会有快速搭建 CC2340 嵌入式开发环境的需求，且大多数客户的开发平台是 Windows。在这种背景下，我们制作了 LokiStart 这个基于 Windows 平台下PowerShell 的脚本工具，实现下载并自动启动必要软件安装的功能，帮助客户轻松开始CC2340 的开发工作。如果您想要使用 CC2340 进行低成本低功耗BLE & ZigBee功能开发，请在TI.com.cn上购买如下硬件：开发板和调试器。

安装注意事项

1. 在安装 CCS 过程中会让您选择需要安装的组件（Component）和 Debug软件支持（Install Debug Probes）。这里请选择 SimpleLink™ CC13xx and CC26xx and CC23xx Wireless MCUs 组件。至于调试工具，CC2340 默认使用 Spectrum Digital Probes and Boards，至于调试工具，CC2340 默认使用 Spectrum Digital Probes and Boards，当然您也可以勾选其他几个项目。

2. 其他软件全部按照默认安装即可；

3. FreeRTOS 只须对下载的 ZIP 文件进行解压即可。

LokiStart 使用方法

LokiStart 脚本被放在了 Github 代码仓库中： https://github.com/KBFEDE/LokiStart。首先，您需要从 Github 下载主分支的代码，下载路径根据您的喜好而定。

目前脚本有两个版本，一个是 v2.0，一个是 v3.0。目前，仓库只有一个 main 分支，并以 SDK 的版本为准通过 Release Tag 来区分脚本下载的软件版本。在 Release Tag 中会写出对应提交（commit）的各软件版本，此版本号与 SDK 的 Release Note 中 Dependencies 部分一致。

如果您希望将软件安装包下载到 C:\Users\USER_NAME\Downloads\ti-cc2340 文件夹下，请选择 LokiStart_release_v2.0.ps1；如果您希望将软件安装包下载到 C:\ti\ti-cc2340文件夹下，请选择 LokiStart_release_v3.0.ps1。

当您选择使用 v2.0版本的脚本，请使用 VS Code 等文本编辑器将脚本中的USER_NAME 变量改为您自己电脑的平台的用户名，保存后在脚本的同路径下打开 PowerShell 窗口，然后运行：.\LokiStart_release_v2.0.ps1 即可开始下载和安装。如果您选择 v3.0 脚本，那么就无需更改任何脚本的内容，可直接打开PowerShell 执行 .\LokiStart_release_v3.0.ps1。

注：因为 Blog 的内容不会实时更新，所以最新的使用方法和脚本功能请参考代码仓库中 README 的内容。

LokiStart 内容扩展建议

1. Sysconfig 已经集成在了 CCS 中，如果您想要另外安装，可以在您更想要的 LokiStart 中添加下载 Sysconfig 的部分。

2. Uniflash 是TI 开发的一款产品调试设计阶段的烧录软件，其部分核心功能也已经集成在了 CCS 中，但是下载一个独立的 Uniflash 在开发体验上是很有帮助的。如果您同样需要 Uniflash，可以在 LokiStart 脚本源码中添加下载 Uniflash 的部分。

3. SmartRF Studio 8 也是一款非常好用且实用的 RF 性能测试软件，如果在您的开发过程中需要进行一些RF 功能或性能测试，请在 LokiStart 中添加下载 SmartRF Studio 8 的部分。

总结

感谢您能看到这里，以上就是 LokiStart 工具的设计背景、使用方法和内容扩展建议，相信这篇博客可以帮助您快速开始 CC2340 的软件开发工作。如果在使用 LokiStart 工具时遇到了问题，或者您有一些新的设计建议，请在 Github 项目 LokiStart 代码仓库中提 Issue 中提出您的软件开发中有任何问题，请参考e2eChina 或 e2e 论坛。

按摩椅中的有刷电机驱动

Cherry Zhou — Mon, 12 Jun 2023 08:58:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: DRV8840, DRV8256, DRV8251A

作者：Sirui Zhu

近年来，随着人们健康意识的增强，亚健康、中国老年、商旅办公等人群的扩大，以及智能化按摩椅产品的不断更新升级，具有良好按摩保健功效的按摩椅正逐步获得广大消费者的认可。从电机的种类上来看，有刷电机因其简单的控制方式和优良的转矩控制特性，在调速领域一直占有主导地位。为了提高功率，按摩椅中的驱动往往采用12/24V有刷电机，考虑到电机运转中的瞬态电压，往往会采用40-50V耐压范围的驱动芯片。

本文会着重介绍TI集成MOSFET的有刷电机驱动芯片的电流输出级特性，以及如何增强驱动峰值电流。

有刷电机驱动芯片的电流输出

图表 1：DRV8840输出级

由于在按摩椅的使用场景中，经常会遇到重载启动或高转矩运转的情况，下面先对有刷电机驱动的输出电流部分进行分析：

有刷电机的速度由加在电机电枢两端的电压决定，方向由芯片内部集成的H桥来控制，速度越快时产生的反电动势越大。下面公式中I为流过电机线圈的电流，U为电机两端外加电压，E为反电动势，R为线圈电阻。

当电机堵转或者刚启动时，速度为0则反电动势为0，此时电流最大，对应了驱动芯片带载能力。为了避免堵转时电流过大烧毁电机，TI的BDC驱动芯片都具有限流功能，以DRV8840（图表 1）为例，通过在ISEN引脚上串联一个采样电阻，将这个电压与参考电压VREF进行比较，得到限流阈值：

这个大电流会通过R_sense采样电阻，往往这个电阻会采用毫欧级别的功率电阻，占板面积较大。并且在按摩椅的一些应用场合中需要采集此电流值，来判断电机的输出扭矩，这时还需要一颗额外的运放以增大ADC的输入阻抗，再通过ADC来实现电流采集。在传统的有刷电机驱动应用中，这种方式最为普遍，占用的PCB板面积也最大。

有刷电机驱动芯片新特性

在TI最新的50V耐压的有刷电机驱动芯片中，例如DRV8256（图表 2），内部采用了电流镜的技术，在启动期间和高负载事件中，集成电流感测可实现通过驱动器调节电机浪涌电流。结合可调外部电压基准Vref，可设置电流限值。

这种技术无需大功率分流电阻器，可以节省电路板面积并降低系统成本，但也失去了预留在外的电流路径，这样对于一些需要采集总电流的场合也不适用。值得注意的是无法在OUT1和OUT2引脚之间，再串接采样电阻，这个电流是双向变化的，同时对地共模电压也非常高，无须也没必要再额外引入一路浮地的运放和电源。同样也不建议在PGND引脚和地之间串接采样电阻，这样会破坏PGND（功率地）和GND（逻辑地）之间的电势差，导致控制逻辑出错。

图表 2：DRV8256输出级

又或者参考TI另一颗有刷电机驱动芯片DRV8251A（图表 3），芯片内部的电流镜将通过下管MOSFET的电流镜像成一个电流源，缩小一个A_IPROPI（uA/A）系数，通过外接在IPROPI引脚上的一个大电阻（kΩ）转换成一个电压值V_IPROPI，再接入ADC的输入端进行电流采集。这种比例电流镜的方式不但省去了一个mΩ级的大个头采样电阻，内部电流源产生的采样电压专供采样电阻，输入阻抗足够大，可以直接进ADC采样端。

图表 3：DRV8251A输出级

并联驱动芯片以提高带载能力

由于TI的有刷电机驱动芯片内置MOSFET，Rds-on决定了持续电流通过时的发热量，当温升超过节温限制时芯片将强制进入OTP保护，并在温度回落或者固定时长后auto retry。当负载的电流需求超过了单颗有刷电机驱动芯片的电流峰值时，除了了选用更大封装，优化散热盘layout之外，还有一种并联驱动芯片以提高电流输出能力的方法。

如图表 4所示：将两颗相同的DRV8251A输入和输出级并联，电流会均分到两颗芯片内部的H桥中，在不触发过流保护的前提下增加了输出端的驱动能力。

图表 4：并联DRV8251A提高电流输出能力

在调整芯片限流值时有以下两点需要注意：

前面提到的芯片限流值由IPROP和Vref两个引脚上的电压比较决定的，一般会使用同一个3V电源轨来对Vref引脚进行供电。如果分别对两颗芯片进行电流采样，且采样电阻上使用的是常见的1%精度的贴片电阻，往往会在IPROP引脚上引入一个最高2%的误差，这会意味着两颗芯片的限流值不同。
不同芯片中H桥的MOSFET内阻并不完全一致，如果仅将输入输出引脚并联，会导致电流无法平均流向两颗芯片。叠加以上两点，限流值不同的两颗芯片驱动能力并不是简单的相加关系，一颗芯片进入限流状态时由于负载过大，会导致另一颗芯片也进入限流状态。

一个简单的解决方案是将两颗芯片的Vref引脚用同一个电源轨供电，将IPROP引脚连到同一个采样电阻上，这样可以保证两颗芯片的限流值一样，输出电流也呈线性关系。

使用C2000™︎ DCC功能监控系统时钟

Cherry Zhou — Tue, 16 May 2023 08:27:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: C2000WARE

作者：Emma Wang

简介：

在MCU系统里，系统时钟的准确性及精度对于系统的安全运行非常重要，为保证系统可对时钟的准确性进行监控，从F28004X 系列开始，C2000 产品增加了一个新的功能模块Dual-Clock Comparator，简称DCC。DCC是一个可配置的，双时钟比较的模块，用于在应用程序的时间执行期间确定时钟信号的准确性。 DCC 使用另一个输入时钟作为参考来测量可选时钟源的频率。时钟源以及精度由应用程序编程。可以实现对时钟信号提供时钟输入频率的自主、实时的监控，当输入时钟频率范围超出设定值时，DCC模块会触发错误，从而完成对输入时钟频率的监控。本文以F280049为例，介绍了DCC模块的工作原理和实际应用及相应的注意事项。

1.DCC工作原理介绍和配置方法：

顾名思义，DCC模块提供了两个时钟模块clock0 和clock1 按照设定比例及允许误差范围进行互相校验，用户可以自由选择两个时钟的输入源，如下图所示，同时也需要设定最大的允许误差。

Counter1 的时钟源有：

PLLRAWCLK

INTOSC1

INTOSC2

Counter0 的时钟源有：

XTAL

INTOSC1

INTOSC2

注：F280049是Type1 型的DCC，F28002x, F28003x, F280013x, F280015x, F2838x 均为Type2 型的DCC，clock0 和clock1都有更多的输入源，具体细节可以参考对应产品的datasheet。

在DCC的设定过程中，除了选定的被检测的两个时钟外，还有两个重要的参数：tolerance 和frequency error。

1. Tolerance : Tolerance代表着DCC模块的颗粒细度，Tolerance越大，Clock0和Clock1的counter 越小，类似于ADC 的采样位数更小。但是当频率异常的时候，也可以反应的更快。我们一般设这个值为1%。

2. Frequency error：时钟误差的接受度，由于两个时钟的不同步和量化都会引入误差，所以本身就存在一个最小的误差。同时，时钟一定程度的偏差也是可以接受的，可以根据系统的需求输入，针对+/- total error 的时间偏差，都是可以被接受的。

根据系统需要，给出Tolerance和frequency error，计算方法在库函数中可以看到：

count0 = window - total_error;

valid = 2 * total_error;

count1 = window * freq1 / freq0;

配置好后，一旦DCC 被使能，counter0 和Valid0 会在每一次clock0 的时钟信号来一次减1，同样的，counter1 会在每一次clock1的时钟信号来一次减1。

我们先假设clock0 是个可靠的时钟，在clock1 的精度在允许最大误差内运行的时候，三个计数器应该按照下列顺序到达0：

Counter0 -> Counter1 -> Valid0

如果clock1的误差偏大，那么有两种失效可能性：

一种是clock1 偏快，那么就会出现clock1 的counter1 先到达0。

一种是clock1 偏慢，那么就会出现clock0和valid0都到达0 之后， counter1 还没到达0。

2.实际应用：

在实际应用中，我们既可以用Clock0 来监测Clock1的精度，也可以用clock1 来监测Clock0的丢失（将Clock0设为XTAL）（因为Clock1输入只能选内部时钟）。DCC 的值的计算比较复杂，可以用TI 提供的driverlib 函数DCC_continuousMonitor（）来完成计算，也可以参考C2000Ware中的例程，方便快速实现功能。DCC 相关例程的路径如下：C:\ti\c2000\C2000Ware_4_03_00_00\driverlib\f28004x\examples\dcc

需要注意的是：

DCC 还可以配置为在单次或连续模式下运行。在单次模式下，DCC 执行一次性倒计时，当计数器达到 0 时 DCC 停止操作。引发完成中断并可以检查状态。

在连续模式下，因为需要锁住发生错误的时刻（即counter0 或counter1 的值），也会使得DCC 模块报错后，counter停止工作。会遇到只能进入一次DCC中断的情况，如果客户希望多次进入DCC 中断，则需要在DCC中断中重新使能DCC模块，可以通过调用这个函数来实现：DCC_enableModule(DCC0_BASE)。

3.总结：

使用DCC模块可以方便快捷地实现对两路时钟信号输入频率的自主、实时监控，通过对两路时钟计数器的比较，可以实现对时钟系统可靠的监控，从而保证整个系统的安全可靠运行。

4.参考文档：

TMS320F28004x Real-Time Microcontrollers Technical Reference Manual (Rev. F)

Wi-Fi 6®︎ 鲜为人知的功能如何帮助您放心连接物联网设备

Kevin Chen1 — Thu, 11 May 2023 09:35:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: CC3301

从简单的家用血压监测仪到公司的设备网络和整个公用事业电网，Wi-Fi^® 在当今许多领域中的应用越来越广泛，甚至是备受期待。通过使用 Wi-Fi，房主可以安全可靠地控制智能烤箱、电动汽车充电站或洒水系统，从而节约时间和能源。楼宇管理员能够实现远程照明和空调系统，以此来节约资源、提高舒适度和减少开支。电网运营商可以通过无线方式检测并解决与维护、电能分配和安全相关的问题。

过去，Wi-Fi 以可控的成本满足性能需求；它无处不在、可互操作且为人们所熟知。举例来说，Wi-Fi 基础设施在许多领域都比较常见，因而产品设计人员无需担心桥接器和适配器的创建问题（在创建桥接器和适配器后，才能将他们的产品连接到互联网）。Wi-Fi 的另一项优势是技术提供商构成的广泛生态系统，他们不断改进电气与电子工程师协会 (IEEE) 802.11 标准，随后与 Wi-Fi 联盟合作进行互操作性测试，从而提供不断扩展的功能。然而，对于物联网 (IoT) 这一日益复杂、多样化的连接网络来说，并非每个人都知晓新的 Wi-Fi 标准，或者对其重要性知之甚少。

纵观 Wi-Fi 演变史，目前的 Wi-Fi 标准是 IEEE 802.11ax，即 Wi-Fi 6，它有几个鲜为人知的功能，这些功能针对成本敏感型 IoT 应用进行了优化。人们知道 Wi-Fi 支持智能手机和笔记本电脑千兆位/秒的高吞吐量选项，但 Wi-Fi 6 现在包含了速率最低为数十兆位/秒的特性，从而实现全新的：

节能协议
范围增强
频谱扩展

这些可以实现芯片级和模块级产品的创建，您可以使用此类产品轻松且经济实惠地将 Wi-Fi 连接添加到嵌入式系统设计中。

德州仪器 (TI) 的 CC3301 SimpleLink^™ 配套 IC 有助于在支持 20MHz 宽射频通道以及集成式低功耗蓝牙 (BLE) 的配置中实现 Wi-Fi 6。这款器件经济实惠，可通过单根天线轻松添加到系统设计中，并且支持大概 86Mbps 的物理层吞吐量。这对于互联网协议 (IP) 安防摄像头和打印机等面向批量数据的设备来说绰绰有余。它不仅可以轻松扩展，用于传感器和其他可能只需要几千位/秒吞吐量的仪器，还能灵活地进行快速刷新（即使在小型传感器上，刷新操作也可能涉及数兆字节的数据交换）。

图 1：TI CC3301 SimpleLink 配套 IC 支持的 Wi-Fi 6 特性（来源：Wi-Fi 联盟）。

TI 支持 CC3301 和 SimpleLink Wi-Fi 6 系列中的其他产品，其软件产品也可以很好地扩展，用于 IoT 计算资源（包括运行嵌入式 Linux^® 的微处理器 (MPU) 产品以及运行 FreeRTOS 的微控制器 (MCU) 产品）。该系列包含具有 2.4GHz 无线电、双频带 2.4GHz 和 5GHz 以及三频带 2.4GHz、5GHz 和 6GHz 的产品。此外，部分产品支持 BLE，可借此进行 Wi-Fi 配置或用作嵌入式网关。

虽然 Wi-Fi 6 以其高吞吐量能力而为人所熟知，但在扩展频谱、高级安全性、节能和延迟管理等方面，它的若干特性对于 IoT 应用也大有裨益。下表（图 2）总结了其中部分特性：

图 2：按特性划分的 Wi-Fi 6 潜在用例

通过 SimpleLink Wi-Fi 6 系列器件，TI 能够将 Wi-Fi 6 的优势融入 IoT 应用，您可以使用 TI 处理器软件开发套件和 TI MCU LaunchPad^™ 开发套件即刻对这些应用进行评估。

其他资源：

查看 CC330X 器件数据表
立即开始使用 EVM
了解所有的 TI Wi-Fi 产品

如何利用视觉处理器在可视门铃和智能零售设计中扩展边缘 AI 功能

Kevin Chen1 — Wed, 29 Mar 2023 08:34:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: AM62A3, AM62A7-Q1, AM62A3-Q1, AM62A7

随着“边缘人工智能 (AI)”的兴起，“在网络边缘拥有更高的智能性”也倍受讨论，拥有更高本地实时处理能力的好处就易被忽视，而这种处理无需依赖基于云的资源来运行 AI 模型。通过使我们日常交互的电子设备能够根据 AI 模型在现实世界中做出决策，我们可以提高其响应能力、安全性和整体效率。

当然，一些 AI 驱动型系统可能一直都需要基于云的资源。利用诸如人员和物体分类、异常检测和人体姿势估计等处理功能，可以大大增强许多低功耗应用，特别是那些具有一至两个摄像头的应用。然而，由于成本限制以及此类处理水平的功率要求，在低功耗应用中实现这些功能颇具挑战。

新的基于 Arm^® Cortex^® 的视觉处理器（例如 AM62A 处理器系列）可帮助设计人员在应用中扩展视觉和 AI 处理功能，从可视门铃到智能零售均受支持。

让我们深入探讨一下这些应用，了解扩展的视觉和 AI 功能可以实现哪些目标。观看视频“让边缘 AI 的嵌入式未来成为可能”，了解德州仪器 (TI) 如何在边缘 AI 应用中实现高级 AI 分析和实时响应能力。

可视门铃中的 AI 摄像头

在可视门铃和家庭安防系统中（如图 1 所示），对窃贼或人员识别的延迟响应（有时甚至只是延迟一毫秒）都可能会造成生命或财产损失。

图 1：可视门铃运行的人员和物体识别演示

通过在本地分析实时视频数据，可视门铃能够更快、更可靠地响应，减少误报，也无需网络连接。但就以往经验而言，功率和尺寸限制因素限制了实现这种实时响应所需的 AI 处理水平。

AM62A 系列（包含AM62A3、AM62A7、AM62A3-Q1 和 AM62A7-Q1）可在 2W 至 3W 下运行，外形尺寸足够小，可在紧凑型可视门铃外壳中使用。可视门铃设计人员可以利用 AM62A 处理器 1 至 2 TOPS的 AI 处理能力，在其设计中实现更高水平的人员和物体检测。阅读技术白皮书“使用高能效 AM62A 处理器的边缘 AI 智能摄像头”，了解有关在可视门铃中实现 AI 处理的更多信息。

智能零售中的 AI 摄像头

智能零售，也称为“即拿即走零售”，是一种全新的购物体验，客户可以选择购买的商品，然后自助结帐离开商店，无需向收银员付款。

管理类似体验的基于视觉的系统依赖于对象检测派生的 AI 模型以及条形码扫描仪，来识别客户放入购物篮以及最终在离开商店时购买的商品（如图 2 所示）。

图 2：AI 摄像头使用 AI 模型监控智能零售商店中的客户活动

智能零售应用通过本地数据处理来缩短交易时的响应时间并提升数据安全性。在本地运行 AI 模型无需到云资源的网络连接，由于数据不在外部传输，限制了未经授权访问该数据的可能性，因而可以提升数据安全性。

与可视门铃类似，功耗是智能零售 AI 摄像头的主要设计挑战，尤其是考虑到高帧速率视频分析。借助 AM62A 处理器高度集成的高能效片上系统架构，可以释放智能零售摄像头的本地 AI 处理能力。这些处理器通过其集成的 AI 硬件加速器，即使是水果和蔬菜等非标准表面，也能实现物体分类、异常检测、方向检测和条形码识别。

结语

在边缘拥有更高的智能性可以提升实时响应能力和人机交互的可靠性。虽然我在本文中仅重点介绍了两种应用，但受益于本地运行 AI 数据模型的电子产品范围日益变广。借助高度集成的高性能视觉处理器，这一转变将成为可能，我们的世界也将变得更加智能。

Arm®︎ Cortex®︎-M0+ MCU 如何优化通用处理、传感和控制

Kevin Chen1 — Tue, 21 Mar 2023 05:54:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: MSPM0G3507

嵌入式系统中的微控制器 (MCU) 像是繁忙机场的空中交通管制系统。MCU 可以感知所在的工作环境，根据感知结果采取相应操作，并与相关系统进行通信。MCU 可以管理和控制从数字温度计到烟雾探测器，再到暖通空调电机等几乎各种电子设备中的信号。

为了确保系统的经济性和使用寿命，嵌入式设计人员在设计过程中需要更大的灵活性。如果采用目前市面上的 MCU 产品系列，设计人员在当前和未来设计中可以重复使用的硬件和代码数量将很有限，并且计算、集成模拟和封装选项也很有限。这种有限的灵活性通常意味着设计人员必须向多家制造商采购 MCU，并需要花费额外的时间进行重新编程才能满足每个设计的独特需求，因此会增加开发成本以及整体系统成本和复杂性。

MSPM0 Arm^® Cortex^®-M0+ MCU 为设计人员提供更多的选择、更大的设计灵活性以及更直观的软件和工具，可帮助解决这些难题。本文将探讨所谓的“更”在这里的真正含义，以及这些 MCU 凭借更多的集成模拟选项和处理能力可能适用的潜在应用。

更多的计算选项

虽然 Arm Cortex-M0+ 为 8 位和 16 位应用带来了 32 位计算能力，但设计人员仍在寻求尽可能强大的计算性能，包括增加软件抽象层以实现代码复用和延长寿命，在具有超低时延要求的算法中加强分析能力，以及提高安全性。

执行计算工作的 MSPM0 MCU 选项有很多，从适用于简单应用的 32 MHz Arm Cortex-M0+ 中央处理器 (CPU)，一直到具有硬件加速数学函数（包括加速除法、求平方根、乘法累加和三角函数 [正弦、余弦、x 的反正切、y/x 的反正切]）的 80 MHz CPU。

MSPM0 G 系列（包括 MSPM0G3507）MCU 在两种闪存等待状态下具有 80 MHz 的计算能力，因此可以在如下应用中采用此类低成本 MCU：

运行频率大于 30 kHz 的无传感器磁场定向控制 (FOC) 电机驱动应用，由于数学加速，控制环路时延更低（应用示例如图 1 所示）。
电网基础设施中的多相电能计量计算。

图 1：FOC 电机驱动应用示例（工业电机、无绳电钻和家用电器）

更多的集成模拟选项

借助于 MSPM0 MCU 的集成构建块以及灵活的可编程片上连接，包括逐次逼近寄存器 (SAR) 模数转换器 (ADC)、比较器和数模转换器，可以帮助提高传感电路的精度。这些构建块还包括具有零交叉失真的零漂移、斩波稳定型、可编程增益运算放大器。集成的跨阻放大器具有用于实现光电二极管电路的超低输入偏置电流 (150pA)。

在低成本传感应用中，通过降低作为误差源的输入失调电压，可以实现更高的传感器信号增益，同时在整个温度范围内保持较低的残余输入失调电压误差（如图 2 所示），从而提高以下应用中的精度：

电力输送应用，如电池充电和电量监测。
监测和实时控制应用，例如电器、电动和园艺工具中的有刷直流和无刷直流电机驱动器。
医疗监护信号链，包括血压监测仪、脉搏血氧仪和温度计。
楼宇自动化应用，包括烟雾探测器和被动红外传感器。

图 2：在最大值 ±2 mV 和 ±300 μV 下的输入失调电压误差比较

集成的 SAR ADC 支持高达 4MSPS 的单调 12 位运算和高达 250kSPS 的 14 位运算，并支持同步采样以同步测量两个信号。此功能可在住宅和企业应用中进行能源监测，对电源电压和电流进行 14 位同步采样，以及在压缩机、泵和风扇等电机驱动器中进行高速低时延采样 (250ns)。

结语

在成本敏感的嵌入式系统中添加和改进功能取决于符合设计人员预算的 MCU 的传感精度和计算能力。随着越来越多的设计人员采用平台软件开发方法、对多个应用使用同一个软件框架，基于具有可扩展功能的 MCU 产品系列进行开发比以往任何时候都更加重要，这样能确保每个产品都使用具有必要检测和处理功能并经过成本优化的 MCU。采用现代 MCU 产品系列，设计人员可以在不增加成本的情况下添加新功能，或者在保留现有功能集的情况下降低成本，同时还可以开发在未来设计中可重复使用的可扩展软件。

其他资源：

阅读我们的系列应用简报，了解 MSPM0 MCU 如何在各种应用中简化设计：

使用C2000™︎内部比较器替外部比较器

Cherry Zhou — Mon, 13 Mar 2023 08:07:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TIDM-02002

作者：Emma Wang

1. 介绍

C2000系列芯片在数字电源和电机控制中有着广泛的应用，在这些应用中，过流过压保护是必不可少的。传统的方法是使用外部比较器，但是会存在滤波电路不好设计，不同版本需要不同的BOM来提供不同的保护点等问题。本文针对所有第三代C2000芯片，比如F2807x/37x，F28004x，F28002x等，介绍C2000内部比较器的具体实践方法，并提供了与传统的外部比较器方法的比较，结果表明，使用C2000内部比较器的方法在效率和成本上都具备明显的优势。

2. C2000 内部比较器的介绍

TI 第三代C2000芯片全系列集成了带DAC的片内比较器，通过DAC设定阈值，与采样信号分别送到片内比较器的正负输入端做比较，由于DAC的集成，用户可以方便地修改比较的电压值。同时，C2000比较器内部集成数字滤波器，可以实现高性能的滤波。生成保护信号给到PWM模块封锁PWM输出，从而实现快速的过流过压保护，无需额外再加比较器和基准电压。另外，C2000内部的比较器响应速度快，以F280049 为例（可参考datasheet上Comparator Electrical Characteristics这一章节），从比较器输入的电平异常到比较器产生输出信号，延迟最多60ns, 而通用比较器的延迟一般要1us左右，使用与C2000内部比较器相似规格的比较器成本又会比较高。

比较器子系统 (CMPSS) 模块由模拟比较器和支持组件组成它们组合成一种拓扑结构，可用于功率应用，例如峰值电流模式控制，开关电源、功率因数校正和电压跳闸监控。每个CMPSS 模块包括两个模拟比较器、两个可编程 12 位DAC、一个斜坡发生器和两个数字滤波器。CMPSS有两个输出，一个是CTRIPH，送到芯片内部，可以和PWM模块同步，配合使用。一个是CTRIPOUTH，可以通过OUTPUTXBAR 送到外部GPIO和系统其他模块搭配使用。简化的示意图如图1所示：

图1 比较器子系统 (CMPSS)简图

3. 比较器滞回功能的使用

为了避免噪声波动引起的比较器输出的反复跳变，我们一般都会配置滞回比较。 C2000比较器的滞环是可以设定的，COMPHYSCTL的COMPHYS位可以设定滞环的环宽，当环宽设定为0时也就意味着没有滞环。注意在规格书中，滞环的单位是LSB，所以它和CMPSS模块内部的DAC的参考有关。如果内部DAC的参考电压是3V，1LSB对应3V/4096=0.7mV。以F28004x，F2807x，F2837x为例，其滞环可以在12LSB, 24LSB, 36LSB, 48LSB中选择。具体可以在datasheet的电气参数中看到。

CMPSS内部DAC的参考可以看TRM (Technical Reference Manual) 中关于参考的介绍，可以在VDDA和VDAC中选择：

设置滞回的寄存器是COMPHYS, 设置滞回也可以调用driverlib中的函数CMPSS_setHysteresis(uint32_t base, uint16_t value)。设置值和滞回环宽的关系可以看具体型号C2000的Technical Reference Manual中寄存器的解释。

4. 数字滤波器的使用

当外部输入的滤波电路设计不当时，会导致比较器被误触发的情况，C2000内部比较器还集成了可配置的数字滤波器，CMPSS数字滤波器的时钟来源是系统时钟, 预分频(CLKPRESCALE)决定了滤波器的采样率，滤波器的FIFO在每个分频后时钟采样一次。数字滤波器在从输入端采集的FIFO采样(SAMPWIN)窗口上工作。滤波器输出为采样窗口内的多数值，其中多数由阈值(THRESH)定义。如果不满足阈值，则滤波器输出保持不变。具体的工作逻辑可以参考TRM(Technical Reference Manual)的Digital filter behavior，如图2。

这里以F280049为例，需要注意的是，THRESH的值必须被设置为大于SAMPWIN/2并且小于或等于SAMPWIN。同时，FIFO中的旧数据将被丢弃。在用寄存器配置的情况下，对于SAMPWIN、THRESH和CLKPRESCALE，数字滤波器使用的内部数字在所有情况下都是+1。也就是说，samples=SAMPWIN+1，threshold=THRESH+1，pre scale=CLKPRESCALE+1。

图2 比较器滤波子模块功能

也可以用driverlib函数配置，即在函数中配置相应的分频值，采样窗和阈值。

Void CMPSS_configFilterHigh(uint32_t base, uint16_t samplePrescale, uint16_t sampleWindow, uint16_t threshold);

Void CMPSS_configFilterLow(uint32_t base, uint16_t samplePrescale, uint16_t sampleWindow, uint16_t threshold);

5. 利用锁存模式和外部模块配合使用

CMPSS可以很方便地和PWM等其他内部外设配合使用，但是有些应用中，也需要把内部比较器的信号锁存起来，比如传给外部的IPM模块等。CMPSS也支持这种模式，用户可选择穿透模式，和锁存(Latch)模式，在锁存模式下，可以将瞬间的过压过流给到外部，保护外部的模块不被损坏。

同时，也可以在比较器的输出源中选择通过或门的锁存信号，也就是高低两个寄存器的COMPCTL.CTRIPOUTLSEL和用COMPCTL.CTRIPOUTHSEL ，第三个输入选项就是经过滤波器后的锁存信号，也可以选择0-异步模式或是和1-CPU时钟同步，或是2-经过滤波器但是不锁存的信号，具体选项和对应关系，可以参考图3。

同样的，也可以用Driverlib函数配置，在void CMPSS_configOutputsHigh(uint32_t base, uint16_t config)和void CMPSS_configOutputsLow(uint32_t base, uint16_t config)函数里面的config增加一个参数CMPSS_TRIPOUT_LATCH即可，TRIPOUT代表是将这个信号通过OUTPUTXBAR送到芯片外部GPIO。

图3 比较器子系统完整信号框图

6. 和PWM配合使用的实际应用

传统的保护方式是使用外部比较器，本文介绍的使用C2000内部的窗口比较器（ADC与比较器pin 脚共用）的方式，可以节省物料成本和布板空间。具体配置方法如下(完整代码参考TIDM-02002

针对 HEV/EV 车载充电器的双向 CLLLC 谐振、双有源电桥 (DAB) 参考设计)：

第一步，选择合适的CMPSS输入的脚，查看TRM 的Table 15-2. Analog Pins and Internal Connections，并通过CMPSS的DAC 子模块，配置合适的值; 这边需要注意，比较器模块的高低比较器的Positive input必须是外部AIO引脚，negative input 可以说DAC 的输出或外部AIO引脚。

// set CMPSS H and L Positive input pins

ASysCtl_selectCMPHPMux(CLLLC_IPRIM_CMPSS_ASYSCTRL_CMPHPMUX,

CLLLC_IPRIM_CMPSS_ASYSCTRL_MUX_VALUE);

ASysCtl_selectCMPLPMux(CLLLC_IPRIM_CMPSS_ASYSCTRL_CMPLPMUX,

CLLLC_IPRIM_CMPSS_ASYSCTRL_MUX_VALUE);

// set DAC H and L values

CMPSS_setDACValueHigh(CLLLC_ISEC_TANK_CMPSS_BASE,

CLLLC_ISEC_TANK_DACHVAL);

CMPSS_setDACValueLow(CLLLC_ISEC_TANK_CMPSS_BASE,

CLLLC_ISEC_TANK_DACLVAL);

第二步，配置输出，通过XBAR 将CMPSS的高和低两个比较器的结果，映射到XBAR_TRIP5和XBAR_TRIP7;

XBAR_setEPWMMuxConfig(XBAR_TRIP5,

CLLLC_IPRIM_TANK_H_PWM_XBAR_MUX_VAL);

XBAR_enableEPWMMux(XBAR_TRIP5,

CLLLC_IPRIM_TANK_H_XBAR_MUX);

XBAR_setEPWMMuxConfig(XBAR_TRIP7,

CLLLC_IPRIM_TANK_L_PWM_XBAR_MUX_VAL);

XBAR_enableEPWMMux(XBAR_TRIP7,

CLLLC_IPRIM_TANK_L_XBAR_MUX);

第三步，PWM trip配置，将XBAR_TRIP5和XBAR_TRIP7分别配置给Digital Trip Event A2和B2, 当输出为高时，可以触发PWM动作。

7. 总结

在本文中，我们讨论了通过 C2000内部集成的模拟比较器功能，在增加系统功能的同时减少外部组件的需求，同时提供了更多的数字编程控制的灵活性，这种实现还可以帮助节省成本和电路板空间，本文还通过几个具体案例详细介绍了集成模拟比较器的使用方法。更多相关应用、硬件和软件的示例，请参阅 TI 官网提供的C2000开发工具、应用手册、设计指南、硬件原理图和软件示例。

参考文献

TMS320F28002x Real-Time Microcontrollers Technical Reference Manual (Rev. A)
TMS320F28004x Real-Time Microcontrollers Technical Reference Manual (Rev. D)
Design Guide: TIDM-02002 Bidirectional CLLLC Resonant Dual Active Bridge (DAB) Reference Design for HEV/EV Onboard Charger

使用HRPWM的注意事项

Cherry Zhou — Mon, 13 Mar 2023 07:58:00 GMT

作者：Ke, Shaoxing

摘要

随着新能源领域的发展, 在数字电源控制系统中要求功率密度高且转换效率高。其中,整机功率密度的提升，就需要提高开关频率, 大部分现有产品的开关频率在50k~200kHz。然而, 由于SiC/GaN器件的大面积推广与使用, 开关频率已经提升到500kHz，甚至1MHz。当系统的开关频率超过200kHz时，此时PWM脉宽的调节精度会变低, 这就需要使用高精度模式的PWM调制。我们把用于扩展传统ePWM模块的时间精度的模块, 称之为高精度PWM(High resolution PWM)。本文将对C2000™片上HRPWM模块的工作原理、使用方法和注意事项进行详细讨论，并以实际案例进行展示。此外，HRPWM模块也可以作DAC输出用来实现模拟信号的观测。

1.高精度PWM的工作原理 (HRPWM)

1.1 高精度PWM的MEP技术

C2000支持占空比、相移、死区和周期的高精度控制。HRPWM是在普通PWM模块上采用微边沿定位 (MEP, micro-edge positioner) 技术实现的。简单来说, 就是将一个计数周期再拆分为很多个小的MEP步长, 如下图所示。其中，MEP最小步长是150ps。

图1 HRPWM的微边沿定位MEP示意图

计算举例：如下图所示(开关频率为1MHz)，控制精度是由PWM的“计数器值”和“比较值”的来决定。F280013x的CPU频率为120MHz，假设EPWM模块时钟为120MHz, 此时EPWM单个计数周期为8.3 ns，MEP步长为150 ps。如此, 可将每一个计数周期再细分为8.3 ns / 150 ps = 55. 56份。如图中单边向上计数模式下, 开关频率为1MHz，则三角波载波周期为1 us, 计数周期TBPRD等于120。如果想实现10.15%的占空比，则边沿时间的控制应当是 10.15 * 8.3 ns = 84.245 ns。此时, 设定CMPA = 10 （83 ns），剩下的1.245ns(不足单个计数周期)应当由HRPWM模块来实现, 也就是CMPA上再加上1.245 ns = 1245 ps = 150 ps * 8.3 » 8个MEP步长。

图2 单边计数模式下的载波波形

其中，PWM分辨率的计算公式，如图3所示。

图3 PWM的分辨率计算公式

图4为不同开关频率下的PWM和HRPWM的分辨率。如下图，当开关频率＞250k，或者所要求的PWM分辨率>(9-10 bit)时，系统则需要使用HRPWM模块。

图4 PWM和HRPWM的分辨率算例表

1.2 高精度PWM的相关寄存器

高精度PWM相关的寄存器，如CMPAHR/CMPBHR、TBPHSHR、TBPRDHR、DBREDHR和DBFEDHR，以及HRPWM的时钟输入与配置，如图5和图6所示。HRPWM高精度寄存器作用位置是在AQ子模块之后，由此不会影响AQ执行边沿动作。

图5 HRPWM的相关的寄存器

图6 HRPWM的相关的寄存器作用位置

图7 HRPWM的时钟输入与配置

其中，需要注意的是CMPAHR寄存器只会影响Channel A，它跟CMPA没有任何必然关系；CMPBHR寄存器只会影响Channel B，它跟CMPB没有任何必然关系。同时, CMPAHR和CMPBHR分别可以作用在上升沿、下降沿和上升/下降沿。如下图寄存器的说明可知, 如果仅配置CMPAHR寄存器值, 而Channel B上通过死区模块由PWMxA极性翻转而来, Channel B 上则不会产生高精度的PWM波形。若需要Channel A和Channel B都需要高精度模式, 此时需要将CMPAHR 与CMPBHR赋予相同的值，从而产生正确的PWM波形，如图8所示。

图8 HRPWM的CMPAHR/CMPBHR寄存器说明

1.3 高精度PWM的CMPAHR/CMPBHR寄存器计算

以F28004x/F28003x为例，CMPAHR的算例及计算过程如下图9所示。分别针对不同CMPAHR和CMPBHR上升沿REP (Rising Edge Position) 、下降沿FEP (Falling Edge Position) 和上升/下降沿BEP (Both Edge Position) 的作用示例。

图9 HRPWM的CMPAHR算例

CMPAHR和CMPBHR上升沿REP作用示例, 如图10:

图10

CMPAHR和CMPBHR下降沿FEP作用示例，如图11:

图11

CMPAHR和CMPBHR上升/下降沿BEP作用示例，如图12:

图12

1.4 创建和配置高精度PWM的工程项目

1)创建Driverlib的工程项目

Step1：添加 "Include" Files: #include "sfo_v8.h" 以及所对应的库文件SFO_lib

Step2：声明Variable Declarations:

uint16_t status = SFO_INCOMPLETE;

uint32_t MEP_ScaleFactor = 0; //scale factor value

volatile uint32_t ePWM[(PWM_CH + 1)] = {0, EPWM1_BASE, EPWM2_BASE};

Step3：缩放因子初始化MEP_ScaleFactor Initialization:

while(status == SFO_INCOMPLETE)

{

status = SFO();

if(status == SFO_ERROR)

{

// SFO function returns 2 if an error occurs & # of MEP

// steps/coarse step exceeds maximum of 255.

error();

}

Step4：增加用户代码并配置对应的寄存器如CMPAHR

void main ()

{

int status;

// User code

// ePWM1, 2, 3, 4 are running in HRPWM mode

// The status variable returns 1 once a new MEP_ScaleFactor has been

// calculated by the MEP Calibration Module running SFO

// diagnostics.

status = SFO ();

for(;;)

{

    if(test_ctr < 256)
        {
            HRPWM_setCounterCompareValue(ePWM[1], HRPWM_COUNTER_COMPARE_A, (0x2000 + test_ctr));
            test_ctr++;

        }
        else
        {
            test_ctr = 0;
        }

if(status == SFO_ERROR)

{

// SFO function returns 2 if an error occurs & # of

// MEP steps/coarse step exceeds maximum of 255.

error();

}

2)Bit-field按寄存器创建的工程

Step1：添加 "Include" Files: #include "sfo_v8.h"以及所对应的库文件SFO_lib

Step2：声明Variable Declarations:

Uint16 status = SFO_INCOMPLETE;

int MEP_ScaleFactor = 0; //scale factor value

volatile struct EPWM_REGS *ePWM[] = {0, &EPwm1Regs, &EPwm2Regs};

Step3：缩放因子初始化MEP_ScaleFactor Initialization:

同上。

Step4：增加用户代码并配置对应的寄存器如CMPAHR

同上。

1.5 测试工程与PWM波形

2. 高精度PWM的注意事项

2.1 高精度PWM的Dead Band半个TBCLK计数周期生效

如下Note提示, 死区的高精度模式控制仅在半个TBCLK计数周期生效, 如下计算公式可知, 若CPU主频直接分频给到EPWM时钟，即TBCLK 为100MHz，也就是10ns, 此时DBREDHR和DBFEDHR寄存器仅在5ns计数周期生效, 这也是为了进一步保证高精度死区的生成。

2.2 高精度PWM的Dead Band高精度仅在双边计数Up-Down模式生效

如下Note提示, 死区的高精度模式控制仅在Up-Down计数模式下生效, 这主要是由于HRPWM的Duty占空比高精度模式控制限制所造成的。HRPWM在前三拍和后三拍是无效的，此时若想生成0%占空比可由普通PWM生成。硬件上不允许单边计数模式下实现占空比的高精度模式控制。

2.3 Up-Down模式下高精度PWM的寄存器加载时刻仅Zero-Period生效

如下Note提示, 双边计数Up-Down模式下高精度控制影子寄存器加载仅在ZERO AND PERIOD生效, HRPWM模块在过周期处用于内部特殊逻辑计算而不进行加载。单边计数Up模式无此限制要求。此外单边Down模式下是不支持高精度HRPWM操作。

3.结论

高精度模式的控制实现与普通PWM配置有差异，总结来说有以下几点：1.CMPAHR负责Channel A上的高精度控制, CMPBHR负责Channel B上的高精度控制;2. HRPWM寄存器的生效时刻需要注意；3. 死区和占空比高精度实现的模式会对计数方式有要求；4. 单独某一个Channel A上实现高精度会造成另外Channel B上的影响，不过仅±1 TBCLK；5. HRPWM高精度模式控制最高分辨率150ps, 可实现占空比Duty、死区DBREDHR和DBFEDHR、相移TBPHSHR和周期值TBPRDHR的高精度模式控制。以上不限于为高精度模式的使用与注意事项。

参考文献

[1] TMS320x280x, 2801x, 2804x High Resolution Pulse Width Modulator HRPWM

[2] High Resolution PWM (HRPWM) Extension to ePWM Reference Guide

[3] TMS320F280013x Real-Time Microcontrollers Technical Reference Manual. -spruix1

[4] TMS320F28003x Real-Time Microcontrollers Technical Reference Manual. - spruiw9a

[5] TMS320F28004x Real-Time Microcontrollers Technical Reference Manual. -SPRUI33D

推动电气化发展的 4 大电流检测设计趋势

Kevin Chen1 — Mon, 06 Mar 2023 08:22:00 GMT

Other Parts Discussed in Post: TMCS1100, INA301, INA228, INA226, INA232, INA253

在所有描述世界日益电气化的流行语中，有一个词十分亮眼：电流检测。如果电流检测技术不可靠、不准确且难以用于设计，那么在太阳能电池阵列、电动汽车 (EV) 充电站或机器人领域令人耳熟能详的创新几乎都不可能实现。

本文将介绍随着电气化应用发展而出现的四大设计趋势，以及用于提高系统电压、增强系统保护、实现遥测监测和缩减外形尺寸的电流检测技术。总的来说，电流传感器监测电气系统中的一项重要参数，即电流，这能够使系统在安全范围内尽可能高效地运行。

通过电流检测支持更高的系统电压

随着对效率的要求愈加严格，系统电压也随之增加，从而有助于提高效率。根据欧姆定律，在较高的系统电压下，可通过降低负载的电流来得到等量的功率，这有助于减少系统中的 I²R 损耗。电压愈高，系统可以愈发高效地传输大功率，原因是电流范围更小，交流/直流或直流/直流功率变换器等级产生的热量更少。

图 1 所示的电动汽车充电器正在将电源从电网中断开，其电压电平可能为 120V_AC、240V_AC、230V_AC（单相）或 400V_AC（三相）。典型的电动汽车充电器将电网的交流电输送到电动汽车车载充电器，后者将交流电转换为直流电，并为电池充电。

在直流快速充电器中，交流电从电网传输至电动汽车充电器，在充电器内从交流转换为直流，并向电池提供高达 920V_DC 电压，从而加快充电速度。提升到更高的电压电平，并保持相似的电流电平，可以向电池直接传输更多功率，从而更快、更高效地充电。

图 1：电动汽车充电器

电流传感器有助于提高电动汽车充电器的系统效率，并可在整个系统的多个位置使用。这些传感器可用于交流线路输入来监测电流，从而调节进入系统前端的无功功率。另一方面，在系统功率因数控制环路和第二直流/直流级后的正节点或负节点上，此配置可用于监测故障。

还可以在第一直流/直流级和第二直流/直流级之间的某个位置，使用差分放大器的电流检测实现磁通平衡。此外，有必要使用 AMCS1100 或 TMCS1100 等隔离式电流传感器，为系统和操作电动汽车充电器的人员提供保护。

增强系统保护

电气化还提高了对系统保护的需求，从而确保系统对安全工作区外的事件做出迅速响应，避免损坏半导体和其他敏感器件。在大多数系统中，某种形式的系统保护可确保系统按预期运行。例如，如果图 2 所示的机器人拾取了一个异常沉重的物品，则电机会出现明显的电流尖峰。

图 2：工业机器人

电流尖峰可能意味着负载超出机器人的能力范围，可能会损坏系统或物理机械臂内的器件。具有集成式比较器的电流检测器件会检测到可能超出系统安全工作区的峰值电流涌入电机。具有集成式过流比较器的 INA301 可做出快速响应（低于 1µS）并设置警报，这可能导致系统停机。这与负载点测量类似，其中基于分流器的传感器（如 INA228 和 INA226 超精密双向电流检测放大器）可以监测通过特定节点的电流和电压电平，从而确保节点保持在其安全工作区内。

实现遥测监测

随着应用的电气化程度提高，对监控的要求也更为严格，以便跟踪能耗等级和改善预测性维护。

为预测性维护进行监测或遥测监测的一个示例是，对机架式服务器系统中冷却风扇的电流和电压电平进行数据记录。INA232 等器件用于对风扇的功耗进行数据记录。通过数据记录，系统能够向技术人员发出警报，指示风扇可能运行不稳定或使用寿命即将结束。

数字功率监测器是适合此类用例的一种器件，因为它同时接收总线电压和电流信息。数字功率监测器 IC 通过板载运算来计算功率、电荷和能量，并通过 I²C 或串行外设接口传输这些信息（以及总线电压和电流数据）。片上运算可以减少 CPU 或微控制器上的进程，因此处理资源可用于更有效地处理其他任务。这点对于具有任务密集型 CPU 或微处理器的系统尤为重要。

缩减外形尺寸

随着越来越多的应用包括的电子元件越来越多，或需要安装在更小的空间中，人们更需要缩减元件的尺寸或增加每个单元的功能数量，从而帮助减小整个电路板的面积。许多系统（如智能手机和机器人系统）都受到尺寸限制，需要不断缩小尺寸和增加功能数量。

较小的电流检测器件可让设计人员加强对整个系统的监测，或减小系统的整体尺寸。这两种情况都具有一定优势，具体取决于整体系统参数。减小集成电路 (IC) 的尺寸或增加每个单元的功能数量都会增加功能密度，从而实现强大的个人电子产品、车载充电器和小型协作机器人电机驱动系统。

利用超小型 IC 或功能丰富的芯片可为实现更小的系统奠定基础。例如，Wafer-Chip Scale Package (WCSP) 等芯片封装选项或具有集成式分流器的 INA253 支持设计人员在不影响性能或功能的情况下缩减其系统的尺寸。

结语

通过更好地了解上述趋势以及有助于实现这些趋势的 IC，您可以应对特定的高压设计挑战，并通过监测电流测量值来确保系统在安全工作区内运行，从而实现可靠性和安全性。

其他资源

阅读应用手册“直流电动汽车充电应用中的电流检测设计注意事项”，了解有关电流检测设计的更多信息。
阅读应用简报“协作式和工业机械臂中的电流检测”。
阅读模拟设计期刊文章“系统遥测：定义、作用和应用”

具有高性价比的无线 MCU 如何帮助您将低功耗 Bluetooth®︎ 技术应用到更多产品中

Kevin Chen1 — Mon, 06 Feb 2023 07:50:00 GMT

环顾我们当前日常生活中的 Bluetooth® 应用，我们有理由期待未来世界能够实现更高程度的互联。据蓝牙技术联盟（SIG）估计，蓝牙设备的年出货量将在 2026 年超过 70 亿。在医疗设备、玩具、个人电子产品、智能家居设备等领域，市场需要更高的蓝牙集成度。为满足该市场需求，富有创新精神的工程师将有机会大展拳脚。

蓝牙在医疗领域的发展趋势

蓝牙功能在医疗方面的应用越来越多，包括血糖监测仪、医疗传感器贴片，甚至还有智能牙刷。对于设计者来说，需要满足消费者对以下特性的需求：

尺寸小巧且便于使用。没有人希望在使用血糖监测仪或温度贴片时有诸多限制条件。
电池寿命较长。较长的电池寿命有助于让消费者在危急时刻去安心使用一些设备。
强大的性能。提供可靠的连接至关重要。

蓝牙在个人电子产品领域的发展趋势

尽管游戏产品、玩具或遥控器等个人电子产品与医疗救生设备大不相同，但对集成蓝牙的特性要求则较为类似，包括：

时尚且实用的设计。不管是无线键盘还是鼠标，消费者都偏爱时髦的产品。
更长的电池寿命。充一次电即可保持稳定的运行。
低成本。提供的产品物美价廉。

助您满足上述发展趋势要求

直到现在，工程师在实现蓝牙技术时都需要做出一定的权衡，比如由于成本限制而牺牲射频性能和质量。

TI 的 SimpleLink^TM产品系列包含 CC2340 无线微控制器 (MCU)，可帮助应对医疗和个人电子产品应用中遇到的设计挑战：

高达 512KB 的闪存和 36KB 的 RAM 可实现灵活的配置和扩展的特性支持。
小巧的外形（4mm x 4mm 或 5mm x 5mm 封装）和集成式平衡-非平衡变压器，有助于实现空间受限型应用的设计。
该 MCU 的低功耗复位/关断电流小于 150nA，待机电流小于 830nA，可更大程度地延长电池寿命。
有助于设计人员将高质量蓝牙部署到更多低成本产品中。

除了在本文中所举的例子，TI 设计的低功耗蓝牙无线MCU 还可以满足楼宇自动化、照明和零售自动化等许多其他行业不断发展的需求。CC2340 系列具有不同的特性和价位，适用于各种低功耗蓝牙应用，可助您创建更加互联的世界

其他资源

了解有关 CC2340 系列的更多信息：请参阅数据表、申请样片或开发套件，并随时了解产品供货情况。