前几年做过一款UCC25600通信电源模块DCDC的预研,在这里跟大家分享一下,因为时间比较长了,有些数据也没有来得及仔细整理,有不当的地方也请大家指正。
首先,简单介绍一下通信电源系统,一个完整的组合通信电源系统包括五个基本组成部分,分别是交流配电单元、整流部分、直流配电单元、蓄电池组、监控系统。
系统架构图如下图所示。
作为硬件开发人员,主要负责设计其中的整流模块,通信电源模块常用的硬件架构如下图所示
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前几年做过一款UCC25600通信电源模块DCDC的预研,在这里跟大家分享一下,因为时间比较长了,有些数据也没有来得及仔细整理,有不当的地方也请大家指正。
首先,简单介绍一下通信电源系统,一个完整的组合通信电源系统包括五个基本组成部分,分别是交流配电单元、整流部分、直流配电单元、蓄电池组、监控系统。
系统架构图如下图所示。
作为硬件开发人员,主要负责设计其中的整流模块,通信电源模块常用的硬件架构如下图所示
接下来主要说一下DCDC部分,近些年随着谐振控制的盛行,主流的大功率DCDC拓扑都会选用LLC,甚至小功率电路上应用也很多,有逐步取代有源钳位等趋势,优势不言而喻,高效,好的源效应、负载效应,EMC方面的出色表现等等。
从控制策略来看,因为基于TI的C2000数字平台比较成熟,主要有两种,一种是原边电流控制策略,另外一种是副边电压控制策略。
1.原边电流控制策略
控制的原理可以参考上面的仿真图,严格来说,这种控制方式称为功率环控制较为合理,采样副边电压与基准电压比较后做为功率环基准,采样DC/DC原边电流后与PFC电压相乘,做为功率环反馈。
优点:与PFC控制策略类似,电压外环,电流内环,外环实现输出电压调节,内环满足限功率和限流态性能,较适合于通信电源对于输出外特性的要求。
缺点:控制策略复杂,负载动态极难处理,如果采用模拟控制,该方案不太可能实现,需要线性光耦隔离,成本高。
2.副边电压控制策略
电流环的输出可以改变电压环的基准,在恒压态,由于不触发限功率和限流态,所以电流环与电压环断开,DC/DC电路单环工作。当输出电流超过了给定值,触发了电流环动作,电流环的输出将动态调节电压环的基准,直到整个环路稳定,实现限流输出。
优点:常态时,电压单环工作,环路控制策略简单,负载动态响应速度快,电路结构简单,直接采样输出电压和电流,不需要复杂的隔离传输电路,成本低,可靠性高。
缺点:为了满足一些限流态的杂音指标,电流环的带宽会做的很低,导致电流环响应速度慢,在由恒压态至限流态的暂态过程中,电流应力大,通常需要增加额外的限流电路。
理论计算结果, Cr= 150nF, Lr= 10uH, Lm= 62uH, fr= 130KHz
磁性元器件具体的计算这里就不多说了,简单提一点磁性元器件的损耗.
首先计算均是在假设磁芯表面温度为100℃, 铁氧体磁芯损耗为
因为该公式与温度相关 , 一般铁氧体厂家不给出该公式, 只给出磁芯单位损耗与频率和工作磁通密度的曲线, 所以需要先拟合x、y的值. 很简单, 在图上选取两个点, 比如频率为200kHz曲线A点Pcv=1000, 曲线B点为2000, 则据此可以计算出y值, 并可以以此为依据计算处A和B两点之间任一点的Pcv值.
实际选用的磁芯为3C95 PQ35/35两对并联,谐振电感选用3C95 PQ26/25,因为当时只是评估芯片性能,手工绕了一个,并未做优化,所以就不给出磁性器件承认书了。
接下来说一下控制电路,UCC25600 经环路反馈控制流过RT脚的电流来调节频率,环路补偿这块就不多说了,因为没有做太多的验证,网上也有很多资料。这里主要说一下轻载的工作模式,其频率范围为50kHz~350kHz,大于350kHz则进入BURST MODE。由于实际设计时可能不会在全范围内仅依靠调频就能满足42V~58V的增益要求,空载或者轻载时需要用PWM方式调节或者进入BURST MODE。但进入BURST MODE的话,在空载时的杂音很难满足GR947或ETS300-132的要求,也不利于电池的充放电。由器件资料可知,死区时间是由流过DT脚的电流控制的,所以尝试设计一个电路可以通过控制流过DT脚的电流来控制死区时间,从而达到轻载PWM目的。
我们需要设计一个可以通过反馈电压来调节RT脚电流大小的电路。原副边通过光耦隔离,由器件资料可知,在光耦副边用两个电阻来限制芯片的最大最小工作频率,原边根据想设计的电流大小来选择一个合理的电阻值。
有芯片资料的介绍,光耦在DT端固定一个电阻来设定死区时间,用不同的电阻来调整死区时间,由内部电路可以看出,在DT脚有个2.25V的电源,改变DT脚的电阻实际改变的是RT脚的电流,然后通过光耦传输电流信号,送给死区时间发生器,再把信号传送到振荡器,控制输出脉冲的死区时间。
基于以上原理,设计PWM电路。由于原副边同样需要隔离,同时调频区间和调宽区间也需要区分开。在调频段不调节死区时间,即使PWM不工作,在这里使用二极管进行钳位电压。
另在光耦副边设外置电源对DT脚的电流进行调节。
控制原理图如下所示:
理论计算
已知条件:
频率范围:90kHz~340kHz
调频范围:0~8V
调宽范围:8~13V
供电:芯片VCC为15V,光耦副边上拉电阻为12V
说明:选用最大频率为340kHz基于芯片4%的精度误差和屏蔽芯片进入BURST MODE。
据以上边界条件选择元件。
PFM
电流与频率的关系如下图:
fmax=340kHz Ifmax=4.1mA R5=625R
fmin=90kHz Ifmin=1.08mA R6=2.31k
光耦副边最大电流为4.1mA-1.08mA=3.02mA
通过下表可得当原边电流为2.7mA时,光耦的CTR为1.14,副边电流最大为
Imax=2.7*1.14=3.08mA
光耦选择边界条件:传输电流最小值要大于2.7mA。考虑到裕量要求,实际可选用5~10mA的光耦。
反馈电压范围为0~8V,为防止离散性,留出1V的裕量,即输入是0~7V,考虑到光耦的压降
电阻两端的实际电压为0~5.9V R2= 2.19Kohm
PWM
设定死区时间为200ns
RDT=7.5kohm Td=200ns
在调频态时,光耦不通,故R4+R7=7.5k。R7越小,副边的电流越大,光耦的规格书给出的电流都在1mA以上,故我们尽量使光耦传输电流在大于1mA的范围内。取R7=330R,R4=5.1k+2.05k=7.15k
R4+R7=7.45k,理论Td=198.8ns
光耦原边电流尽量在1~5mA的范围内,由上表可得,当光耦原边为5mA时,CTR=1.4,副边电流为7mA。
光耦选择的边界条件是:传输电流大于5mA。考虑到低温或者高温条件下CTR只有原来的70%~80%,实际选择考虑选择10mA左右。
运放选择的边界条件:输出电流大于5mA,考虑到温度的影响,实际选择在10mA左右。
为防止光耦体内三极管进入饱和态导致无法调节,假定光耦副边Vce最小压降为2V,则
R3=(12-2)/7-0.33=1.1k
对于光耦原边,设计打算用一7V的稳压管钳位,加上光耦原边1.1V的压降,保证在8V以下光耦不导通,在8~14V进行死区时间调节,为防止离散性,留出1V的裕量,即在8V~13V区域内进行调宽。由此可得出 R1=(13-8.1)/5=980R
评估过程中有几个问题,希望TI的工程师可以解答一下
1.在占空比很小时,继续调节电压,发现频率和占空比同时在变化,首先是频率变小,而后占空比逐渐减小。如下图所示:
是干扰还是芯片本身造成的?
1)测量R3与R8量电阻电压均无变化
2)为防止飞线太多引起的干扰,在一新PCB上重新布置一个只有UCC25600及其外围电路的电路,发现问题依然存在,在占空比1%以下频率和占空比同时跳变。
说明先降频后调宽是芯片本身的问题。
由于实际使用时是不允许存在这种情况的,所以后续需要做实验看在闭环大动态情况下是否会进入此状态。不进入此状态的话,当然最好。如果会进入此状态的话,就需要限制占空比了。直接加大R3的电阻即可以实现。
芯片降频的原因是什么呢?
可能原因:由于UCC25600没有给出它的clock width,猜测会不会如果小于它的最小周期之后,发生未知的情况呢?
第二个问题是,测试时发现有占空比不对称的情况,如下图所示:
是干扰还是在调节死区时间芯片固有的缺陷?以下方法验证了一下
1.查看调频区间是否存在死区时间不对称的现象
结论:由于调频区间死区时间也不对称,基本可以确定是干扰问题。
为确切得出结论,在另一只有UCC25600及外围电路的PCB实验,如下:
结论:由于有震荡,测试结果稍有差距,但可以下结论死区时间是对称的。在调宽时死区时间不对称的情况是干扰的原因。
同样,在调节过程中也存在着死区时间差异很大的情况,但实际在另一个飞线很少的电路调节死区时间过程中无此现象。如下图所示:
初步结论
1、通过调节死区时间可以进行PWM调节,但由于电流信号较小,所以对干扰比较敏感,后续PCB布板时需注意。
2、选择光耦和运放的时候要能够输出10mA左右的电流。
接下去会分享一下闭环实验的结果。
在全桥的电源板上改了一个板桥,实际采用的控制电路如下所示
在实际搭建闭环电路过程中,发现使用的SOURCE电流无法稳压,改成SINK电流可以稳压,所以实际使用电路如上图。实现运放输出7~13V调频,0~7V调宽。
当运放输出7~13V时,调频的光耦导通,通过RT脚进行调频。此时由于稳压管的作用,被反向截止,调宽的光耦不工作,此时死区时间固定。
当运放输出0~7V时,调频的光耦同样导通,但UCC25600的频率被限制为最大频率,此时定频工作,稳压管两端电压超过截止电压时,稳压管导通,通过光耦进行调宽。
1. PWM
结论:UCC25600调宽功能可以实现,但很小负载时会降频工作。
注:实验时没有在340kHz实现调宽功能,因为虽然从外围电路上限制最高频率,但减小负载还是会进入BURST MODE,甚至限到280kHz时也进入了BURST MODE,说明对干扰较敏感,布板时需注意。
7、OC参数
已知Vcrmax=410V,选用0.25W电阻,fmin=100k
Rs=33.6k,取R=33k
Cs=3nF,取Cs=3.3nF
Rp=252.7,取Rp=270欧姆
Cp=0.37uF,取Cp=0.33uF
仿真结果如下:
正常58V满载时,OC脚电压
因为只有OC脚电压大于1V才会拉低,所以可以保证正常情况不会触发保护。由于OC脚是通过检测Cr上的电压,经过分压来的,所以当MOS直通时,Cr被短路,此时OCP不起作用。谐振电容短路的路,要么直接拉到地,要么接PFC电压,OCP同样不起作用。
谐振电感短路,58V满载短路仿真结果如下:
N_2460为谐振电容电压波形,n_2552为OC脚电压
由以上可知,当谐振电感短路时,OCP不能进行有效保护。
当输出电流>50A时,OCP才会起作用,输出58V,R=1.16欧姆,仿真结果如下:
结论:UCC25600的OCP只能防止输出电流大于50A时的变压器过载,对直通或者谐振电容、电容短路情况不能进行有效保护,需另外增加专门的OC电路。TI是否有成熟的电路推荐?
有一个问题,在电池充电状态,例如42V,如果充电电流比较大,电源工作在高频状态,例如300KHZ,这时候是否软开关,器件的热怎么样?