[FAQ] [参考译文] [常见问题解答]为什么我的应用中的压摆率与运算放大器的数据表不匹配？

压摆率上升

压摆率是 µs 运算放大器随时间变化最快的输出电压变化，通常以伏/微秒 V/μ s 为单位进行测量；但是，一些功耗较低的运算放大器以伏/毫秒 V/ms 为单位表示压摆率。 数据表压摆率(SR)参数是具有大输入信号和单位增益设置的输出电压的变化率(除非另外特别说明)。 该单个值通常是数据表中有关压摆率的唯一明显信息。 必须知道、并非所有应用都将经历这种压摆率幅度。 此外、必须注意的是、对于所有输入和配置、压摆率并不是一个恒定值。

虚拟零和压摆率

‘“虚拟接地”的心理概念，运算放大器电路易于创建和理解。 在闭环电路中，运算放大器的大增益驱动输入电压保持不变。 假设输入电压差(VID)为零。 此假设使运算放大器电路数学变得简单。 实际上、有三种影响会降低该虚拟接地概念的性能。 第一个影响是直流偏移电压(VOS)。 第二个影响是小信号增益；小信号的 VID 只是 VOUT 除以 AOL (开环增益)。 第三个影响是压摆率生成。 本应用手册将仅讨论压摆率。 VID 必须为非零才能生成压摆率。 VID 越大、压摆率越高。 在某些时候、VID 的进一步增加不再会增加压摆率。 数据表值是进一步 VID 无效的压摆率。

双极深入示例、SR 与 VID 相关

许多双极运算放大器输入级简化为图1中所示的电路。 VID、[IN+]-[IN-]电压、控制偏置电流(B)在电流路径 I1和 I2之间的分配方式。 电流 I1被镜像1：1、以生成一个输出电流 I2-I1、此电流可在-B 至+B 之间变化  该输出电流为补偿电容器(CC)充电、该充电速率反相、变为输出压摆率。

图1.

因此、输出压摆率(SR)可在-B/CC 至+B/CC 之间变化。  B/CC 的结果是数据表中指定的压摆率。 对于某些运算放大器、正负压摆率可能稍有不同；在这种情况下、记录的速率较慢。 数据表中的 SR 始终是 SR 的幅度、忽略极性。

每个双极运算放大器的电流 B 和电容 CC 都不同。 但是、VID 与比率 SR/max SR 之间的关系对于大多数情况都是相似的。  图2中的压摆率标度(SR/SR[max])与 VID 图表数据适用于大多数双极输入级运算放大器。 这种一致的关系基于两个公式：VID = kT/q*ln (I1/I2)；其中 k =玻尔兹曼常数、T =温度(开尔文)、q =电子电荷。 第二个公式是满压摆率的百分比|I1-I2|/(I1+I2)。  

当在 VID=0时 I1=I2 (更准确地说为 VID =-VOS)、则会出现零压摆率(0%)。 当[I1和 I2]中的一个为零、另一个为满电流时、会发生最大压摆率(100%)。 这需要|VID|>> 100mV。 图2显示了 VID 与转换率之间相对于大多数双极运算放大器最大转换率的关系。

图2.

               图2也适用于所有发射器上都有电流源的达林顿双极输入级。 有几个达林顿运算放大器在第一个发射极上没有电流源。 TS321就是这样的器件；对于该运算放大器、VID 需要是图表值的两倍。 例如、2mV (1mV*2)提供了满压摆率的2%。 对于 TL074等 JFET 器件、VID 需要大八倍；需要800mV 才能获得最大压摆率。

CMOS 运算放大器转换示例

CMOS 运算放大器简化电路与图1中的双极示例相同、其中 CMOS 晶体管为 T1和 T2。 漏极电流差基于电压差的平方加上线性因数。 因此、不同 CMOS 运算放大器之间会有一些差异。 图3中绘制了高达200mV 的 TLV9001数据；曲线看起来类似于 VID 高达100mV 的双极示例。 大多数其他 CMOS 放大器将显示类似的行为。 在常见问题解答的后面部分将多次引用图3。

图3.

对于 TLV9001、最大压摆率的100%发生在 VID >200mV 的情况下。 但是、内部偏置电流(B)和 CC 电容器提供0.5V/us 的压摆率、而不是数据表中规定的2V/us。 这是因为 TLV9001采用压摆升压电路将压摆率提高到2V/us。 图3是仅‘偏置电流和补偿电容且升压电路处于非活动状态时的“自然”压摆率。

压摆升压示例1

图4中的简化压摆升压电路将在 VID 足够大时将电容器充电电流增加到超过偏置电流电平。 当输入 VID 为低电平时、升压电路放大器具有零输出电流的死区。 在较高的 VID 下、升压电流(IB)将随 VID 输入而上升。 这种额外的电流会显著增加压摆率。 升压电路可提供正负电流来提升正负压摆率。  

图4.

升压电流(IB)与 VID 可能是成比例的、也可能是在特定 VID 电平上阶跃。  TLV9001采用图5中的两种方法。 负 SR 升压(蓝色)在接近-140mV 时按比例增加。 正压摆率升压(绿色)突然增加至接近+270mV、然后按比例升高。 无论升压类型如何、升压电流输出都存在限制。 对于非常大的 VID、压摆率将成为固定值。 在 TLV9001示例中、较慢的 SR 约为2V/us、与数据表值匹配。  

图5.

转换升压示例#2

OPA991、OPA2991、OPA4991也具有压摆升压、但压摆升压的发生比 TLV9001早得多。 大约60mV 时、压摆升压将从较低的初始压摆率开始生效。 对于进一步的 VID、转换率通过 VID = 800mV 增加到32V/us。 图6和图7显示了 OPA991压摆率与 VID 的对数标度和线性标度两个视图。

图6.

图7.

使用数据表确定升压或无升压的四种方法

(1) µs 压摆率(SR)(以 V/μ s 为单位)与带宽积(GBWP)(以 MHz 为单位)

• 如果 SR > GBWP、则可能会出现压摆升压；如果 SR < GBWP、则可能不会出现升压。 TLV9001的 SR > GBWP、2V/us > 1MHz、因此可能会升压。 LMV831的 SR < GBWP、2V/us < 3.3MHz、因此可能不会升压。   

     表1.

(2)将每通道静态电流(IQ)与具有相似电源电压最大值和压摆率的其他运算放大器进行比较

• 如果 IQ 非常低或属于较低的双模分布、则需要进行压摆升压。 如果 IQ 接近中值或高于中值、则预计不会升压。 TLV9001是目前为止最低的 IQ、因此很可能升压。 OPA345已解补偿、这意味着 CC 电容器(如图4所示)已减小、因此 GBWP 和 SR 将增大、而无需增加 IQ。 LMV831低于 IQ 中值、但比最低 IQ 大得多、因此升压或无升压对该测试没有定论。

表2.

 (3)查找 任何突然变化的大信号图、即上升和下降斜率。

• 包括由其他名称调用的图表，如“过载恢复”。 如果未找到、请使用具有最大输入信号的图表。 选择 VID 大于100mV 的最慢 SR 部分进行压摆计算。 对于(噪声增益) NG = 11、与最终值相比大于1.1V。 对于 NG = 1、则比最终值高100mV。 我选择了绿色椭圆作为最慢的压摆，并使用‘Full’VID。 在这两个波形中都有一个初始更快的压摆。 这种最初增加的压摆率可能是由压摆升压或内部电容馈通引起的。 通常、较小的上升来自电容馈通、较大的上升来自压摆升压。 µs TLV9001波形、所选 µs SR 为0.6V/μ s、小于数据表压摆率2V/μ s 的一半；因此存在压摆升压。 µs LMV831波形、µs µs 为2.2V/μ s 上升和1.8V/μ s 下降 SR、接近数据表压摆率2V/μ s；因此、预计不会有升压。    

图8.

(4) 确定小信号图中的 SR。   

• 使用具有最小输入信号和最高噪声增益(NG)的图表。 可能有必要放大以准确测量与除法缩放相关的波形、从而在任何内部电容正向耦合后获得初始压摆率。 TLV9001波形的分频时间太长，使得上升和下降看起来是垂直线，因此无法以任何精度确定波形 SR。 TLV9001波形既不支持升压、也不支持无升压。 LMV831波形很好、因为输入较小、NG 较高、并且缩放使上升和下降可测量。 LMV831波形没有电容馈通耦合的迹象。 具有10mV VID µs 的初始 SR 与图3图表(14%)缩放的数据表值(2V/μ s)非常匹配(在50%至200%的范围内)。 这一匹配有力地证实了 LMV831没有升压。     

图9.

压摆率取决于电路信号电平和由反馈网络设置的运算放大器增益

图10有两个可产生1V 输出阶跃的原理图。 在左侧、1V 放大1、在右侧、10mV 放大100。

图10.

图11是图10原理图生成的仿真波形。 红色曲线是单位增益设置。 红色曲线在2V/us 时上升、与数据表规格相同。 绿色曲线具有较慢的压摆率、该压摆率随着电压的上升而继续下降。 根据图3、10mV 输入阶跃的初始压摆率为0.5V/s (70mV/us)自然压摆最大值的14%。 当波形上升一半时、VID 已降至5mV。 现在 SR 为7%(0.5V/us) 35mV/us

图11.

即使 TLV9002没有压摆升压、单位增益压摆率(0.5V/us 自然值)也会比 G=100曲线快得多。 无论是否升压转换、增益较高的较小输入信号的压摆率始终低于增益较低的较大输入。

支持正弦波或其他非步进输入需要多少输出压摆率？

频率(f)和峰峰值电压(VPP)的输出正弦波的峰值压摆率为 SR = VPP *π* f。如果运算放大器压摆率不够高、则正弦波变为幅值减小的三角波。 对于任何输出波形、压摆率只是波形的第一导数。 通过这些方法可以确定所需的压摆率。

对于阶跃输入以外的信号、还应考虑增益带宽积(GBWP)。 应用所需的绝对最小 GBWP 为[频率最大值]*[噪声增益]。 对于压摆升压器件上的小信号、最好仅使用 GBWP 来确定小输入的足够运算放大器速度。

确定所需的 SR 和 GBWP 后、考虑可将多少输入信号分配为 VID 以生成该压摆率和增益。 选择具有更大 SR 和 GBWP 的运算放大器将减少所需的 VID、并可能减少失真。 较高的 SR 和 GBWP 具有较高的静态电流。 对于低功耗应用、电源电流和交流性能之间将存在折衷。

稳定性还会影响观察到的压摆率以及与之密切相关的上升时间。

具有90度或以上相位裕度的非常稳定的电路将具有更长的上升时间、观察到的 SR 更慢、因为反馈完全为负。 电路非常稳定的优点是没有过冲。 具有45度或更小相位裕度的临界稳定和不良稳定性电路具有显著的正反馈效应、可缩短边沿时间并增加观察到的 SR、但代价是出现过冲、振铃或可能的振荡。

总结

数据表中的压摆率参数是以 V/us 为单位的典型最快输出速率变化。 小型输入和高增益应用中的压摆率将会降低。 输入差分电压、需要 VID 来实现输出压摆率。 较快的 SR 需要更多 VID。 VID 越多、虚拟零运算放大器概念的真实性就越低、因此失真也可能增加。 最好选择压摆率和带宽比降低信号失真所需的高得多的运算放大器。

其他资源

TI 高精度实验室详细介绍了压摆率信息：TI 高精度实验室-运算放大器：压摆率简介

应用报告：了解运算放大器规格。 请参阅第[4、4.1、5.13]节

TI 高精度实验室基本压摆率信息：https://training.ti.com/ti-precision-labs-op-amps-slew-rate-lab