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[参考译文] INA211:SPICE 仿真/应用问题(INA211BIDCKR)

Guru**** 1131400 points
Other Parts Discussed in Thread: INA211, INA210-215EVM, INA190, INA186
请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/amplifiers-group/amplifiers/f/amplifiers-forum/1138232/ina211-spice-simulation-application-questions-ina211bidckr

器件型号:INA211
主题中讨论的其他器件: INA210-215EVMINA190INA186

您好!

我有一些关于 INA211电流感应放大器的问题。

首先、我在这里假设 GND 引脚是运算放大器的负轨电压引脚(请参阅所附的图)。 如果是这样,为什么 GND 引脚不被称为 V-? 仍然假设 GND 用于负电源轨、在需要感应正弦波(交流电)的应用中、我是否可以将 GND 引脚置于双极源的负电源上、就像下面的示例一样? 这样、我的输出电压可以是双极的、理想情况下、这就是我想要的。

在数据表中,我们可以看到,要在“双向配置”中工作,REF 引脚应连接到基准电压,输出电压将由该基准电平向上偏置, 但当我这么做时(在 PSpice 中)、当我的电流从 IN+流向 IN-时一切都正常、但在相反的方向、输出电压偏移和增益非常奇怪(我无法理解)。

我的最后一个问题是:“双向”电流感应放大器是什么意思? 这是否仅意味着该组件可用于高侧或低侧配置? 或者、这是否意味着电流可以双向流动、这意味着我可以感应低于和高于基准的交流电流、即 GND? 因为 在这种情况下、PSpice 仿真会给出其他建议。

我希望解释得足够好、如果需要、可以提供更多详细信息。

提前感谢、

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    您好 Jerome、

    我将查看这一点、并将很快做出响应。

    最棒的

    Peter

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    是的。 GND 引脚从技术上连接到内部放大器的 V-。 这个引脚被称为 GND 的主要原因是、这些器件通常采用低单端电源电压设计;然而、只要您确保不违反输入 VCM 额定值、使用双正负电源为它们供电仍然有效。 您还需要使用最佳做法电源定序、以便先为 GND 引脚(V-)加电、然后为 Vs 引脚(V+)加电、或者至少同时加电。

    每当 GND 引脚未偏置到系统接地(0V)时、Vout 的公式变为:

    VOUT = VGND_CSA + Vbias + Vsense *增益、

    其中 Vbias = Vref–VGND_CSA。 通常 VGND_CSA =系统接地= 0V。

    请记住、PSPICE 可测量节点单端接地(0V)。 因此、在您的电路中、Vout 为:

    VOUT =-7V +(0V--7V)+ Vsense *增益= 0V + Vsense *增益

    这与您所附的数据图相匹配。 输出电压的偏置为0V、它以接地为中心、因为 REF =接地。

    最后一个问题。 双向意味着该器件可以测量正负电流、因此双向器件具有基准引脚、可将输出偏置为中电平电压。 pspice 仿真似乎说明了这种行为。

    希望这对您有所帮助。 请将您可能遇到的任何其他问题发送回您的邮递。

    此致、

    Peter

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    您好!

    感谢您的详细回答。 您明确了它的行为方式。

    关于我所讨论的奇怪输出波形、如果仔细观察我上一篇文章中的绿色波形、您可以看到负峰在与未失真的正峰进行比较时失真(如果我们将其与红色正弦波进行比较)。 是什么解释了这一点? 出于好奇、我尝试更改直流偏移以查看发生了什么情况、当直流偏移足够高时、这些负峰值会变得正常。 同样、所有这些都仅在仿真中观察到。

    关于我所附图中0v 输出电压的偏置(或几乎由于预期输入偏置电流为35uA)、是的、您答对了。

    最后、我在该器件的评估板(INA210-215EVM)的数据表中看到了一些令人困惑的东西。 声明"可在为基准输入指定的0v 至5V 范围内的任意位置设置基准电压"、这意味着如果我的 REF 为0v、我无法将 GND 置于低于-5V 的位置。 真的是这样吗?

    我希望解释得足够好。

    此致、

    Jerome

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    您好 Jerome、

    我想我看到您在负峰值处所指的内容。 可能是由于输入 VCM 振荡而改变输入偏置电流? 查看下图、您可以参考红色曲线(Vref=Vs/2、Vcm ~ Vs/2时 IB 的急剧转换。 这与您的电路相同。 Vs = 14V、Vref = 7V 且 Vcm = Vref +/-100mV。 但可能还有其他事情发生。 我需要看到更多数据。

    我会忽略 EVM 用户指南中的文本。 根据数据表、Vref 可以介于 GND 和 Vs 和 Vs 之间的任意位置、最高可达26V。 我认为该文本是另一个用户指南中的部分拼写错误、我将研究如何更正。 由此给您带来的不便、我们深表歉意。  

    此致、

    Peter

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    您好!

    我确认这也发生在现实生活中。 让我感到不好的是、它不一致、我无法理解它并计算它。 这可能是由您所说的影响输入偏置电流的振荡输入 VCM 引起的、但考虑到输入偏置电流有多小(微安)、输入偏置电流不应该可以忽略不计?

    当仅施加直流电压时、失调电压大约为毫伏(看起来通过分流器的电流越大、越大)、因此我的问题是: uA 级的输入偏置电流如何在输出信号中产生毫伏级的失调电压? 输入失调电流是否会导致电压失调?

    如果我还记得、输入失调电流引起的电压失调可通过 V =输入失调电流*增益*输入阻抗获得?

    最后、我知道输入失调电压(Vo)是输出0V 所需的电压。 如果数据表中说它为35uV、这是否意味着在36uV 时、它将输出0.5mV (1uV*500=0.5mV)或36uV 输出18mV (36uV*500=18mV)?

    同样、与我观察到的偏移相比、所有这些偏移都非常小。

    此致、

    Jerome

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    e2e.ti.com/.../INA211_5F00_floating.TSC

    您好 Jerome、

    µA~19µA 更多的原理图信息会很有帮助、但我认为问题只是您测量非常小的电流(几百 μ A)、因此 IB (μ A)的偏移误差将变得很大。 Ω~19µV 偏移、因为流入 IN-引脚的 IB 也流经1k Ω 的分流电阻器、这会产生 μ V 的偏移。 将其乘以500V/V、即可得出仅来自 IB 和1 Ω 电阻器的9.5mV 输出参考偏移。

    这里是您最初发送的电路的仿真、也是另一个相同的电路、除了 I 缓冲分流电压和理想电压源、以便在 INA211具有理想输入电阻时进行仿真。 您可以清楚地看到输出是如何由于 Vos_IB 而被移+10mV 的。 请记住、由于初始偏移(Vosi)的最大值为35uV (INA211的输出为17.5mV)、因此失调电压可能会更糟。 ^直流 CMRR (((12-7)*10 μ s (-105dB/20))、偏移可能高达2.8uV。 然后、您还将具有来自交流 CMRR 的可变偏移。 在5kHz 时、根据数据表图9、CMRR 降至~90dB 典型值。

    最后一个非理想性是 IB 值完全可能发生变化(例如、当 Vbus = 0.1V 时、IB =+19uA;当 Vbus =-0.1V 时、IB = 0uA。 请参阅数据表的图11、我在下面展示了该图。 这将为测量带来更多的非线性。 我会尝试在您的实际测试设置中测量 IB-/IB+。 为此、您可以在 Vshunt 和 V_IN+和 V_IN-之间插入小型输入电阻器、然后在 Vbus 振荡时测量它们两端的压降。 电流 INA211模型(使用连接的仿真电路)的行为是、当 Vbus =-4.859V 时、IB (交叉区域)发生急剧变化、而0V = Vs/2=Vref、我将根据图11推断这种变化。  

    总的来说、使用 INA21x 或其他具有 Ib 在 uA 范围内的相对较低输入阻抗放大器、很难精确测量较小的电流(<1mA)。 除此之外、由于输入共模电压(VCM)振荡、部分由于交流 CMRR、但也由于 VCM 可能在 IB 交叉区域振荡、因此可能引入非线性。

    从我们的电流感应放大器产品系列中、我推荐使用 INA296或 INA190A5/INA186A5。 INA296不是高输入阻抗器件、但穿越区域应远低于您电路的 VCM。 该器件还具有更好的交流和直流 CMRR 和失调电压规格。 INA190/INA186是高输入阻抗器件、其共模 Ib <3nA。 缺点是建议的最大电源电压小于5.5V、因此您最多可以为器件提供 Vs=2.25V 和 GND=-2.25V 的电压、这将增加更多的电源电路并减小动态范围。

    要更好地了解我如何进行失调电压计算、请参阅我们的培训视频。  运算放大器和仪表放大器视频也是有效的。

    https://training.ti.com/ti-precision-labs-amplifiers?context=1139745

    此致、

    Peter