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[参考译文] OPA552:针对低于5dB 增益的稳定性进行外部补偿

Guru**** 1133960 points
Other Parts Discussed in Thread: OPA552, TINA-TI, OPA657, OPA846, OPA847, OPA837
请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/amplifiers-group/amplifiers/f/amplifiers-forum/887203/opa552-external-compensation-for-stability-below-5db-gain

器件型号:OPA552
主题中讨论的其他器件: TINA-TIOPA657OPA846OPA847OPA837

我们希望对相应(OPA55x)数据表的第8.2.2.3节进行澄清。 它的编写方式很差、我们无法对用于确定适当补偿电容值的"公式"进行解密。

我们需要使用公式来配置补偿电路、以便在-1dB 和-4dB 之间的增益下利用 OPA552的高压摆率。  

我们甚至无法推断用于确定示例中电容值的公式(1dB 增益补偿)、因为这毫无意义。

确定 NG1和 NG2值是明确的、但没有其他明确的。

使用12MHz 的 GBP 值时、示例 NG1值"2"和示例 NG2值"10"如何可能使956kHz 的-3dB 极点频率相等?

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    Shant、您好!

    我看到您提到的有关数据表声明的问题、"对于图31中显示的值、f–3dB 大约为956kHz。 该频率小于通过将 GBP 除以 NG1来预测的频率。" 当然、如果 OPA552 GBP 为12 MHz、如电气特性表中所示、并且 NG1 = 2、则我们得到的频率为6 MHz、无论如何也不接近于956 kHz。

    我搜索了存档并找到了20年前的原始 OPA552数据表、它提供了与当前部分相同的有关 OPA552补偿的信息  8.2.2.3。遗憾的是、OPA552的其他地方似乎没有记录这种特殊形式的噪声增益补偿。 可以做出的唯一假设是 GBP 除以 NG1、这可能是经过修订的拼写错误。

    OPA552典型 GBP 列为12MHz。 如果带宽的原始预期关系改为 GBP 除以 NG2、则12MHz/10V/V = 1.2MHz、接近956kHz、但仍有差异、足以引起有关其来源的问题。 我怀疑956kHz 是一个非常具体的数字、它是实际带宽基准测量的结果。

    通常、噪声增益补偿涉及运算放大器反相输入到接地之间的一个与电容器串联的电阻器、因此这种噪声增益补偿形式不同于我之前看到的。 我继续在 TI 的 TINA-TI Spice 仿真器中设置图31、即 G = 1时 OPA552的补偿电路、以测试相位裕度。 相补角分析基于 TI 高精度实验室-运算放大器系列中的信息。 请注意、与当今的现代模型相比、OPA552仿真模型过时且不太复杂、因此结果不准确、但结果应接近于实际运算放大器电路的预期结果。 此处显示了开环测试电路和波特图:

    仿真表明电阻负载的相位裕度约为56度。 该结果验证了 OPA552噪声增益补偿是否正常工作、并在运算放大器以2V/V 的噪声增益运行时使电路稳定 当电路被仿真闭环时、截止频率为1.14MHz、这非常接近1.2MHz 的 GBP/NG2值。 这往往支持这可能是最初的预期关系。

    我考虑了您的增益情况-4dB (NG1 = 1.63V/V、in v G =-0.63V/V)、并使用第 8.2.2.3节中的假设设置了原始 OPA552电路、但 NG2假定为1.2MHz 除外。 我在 NG1 = 1.63V/V 时对反馈电阻器进行了比例调节、并应用了由 RF 和 CF 创建的相同噪声增益极点、NG (极点)= 1/(2 π RF CF)、在原始示例中为765kHz。 反馈电阻器设置为630欧姆、反馈电容器设置为210pF。 由于 NG1为1.63V/V、因此决定将 NG2设置为5xNG1 (与原始示例类似)、或在本例中设置为8.15V/V 将 CF 乘以8.15会得到1.7nF 的 Cs。 执行了 TINA-TI 仿真并获得了47度的相位裕度。 45度以上的任何值都是相当理想的。

    由于我们没有完整的数据表噪声增益技术用于 OPA552、因此您可能需要考虑一种记录更详尽的补偿方法。 下面是 TI AAJ 文章的链接、该文章深入探讨了噪声增益补偿:

    http://www.ti.com/lit/an/slyt174/slyt174.pdf

    此致、Thomas

    精密放大器应用工程

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    Thomas、

    感谢您花时间运行这些仿真。 我觉得这是一个拼写错误。  

    我想要求确认我为以下增益计算出的电容值、以便在该1.2MHz 极点(210pF)处获得足够的补偿。

    反相模式下电压增益的2倍(Rg=1k、Rf=2k):Cs- 1.6nF  

    反相模式下电压增益的3倍(Rg=1k、Rf=3k):Cs- 1.4nF

    反相模式下电压增益的4倍(Rg=1k、Rf=4k):Cs- 1.3nF

    问题:

    1-在仿真中添加串联反馈电感器"L1"的原因是什么?

    2 -在您所执行的仿真之间、将 CF 值从208pF 更改为210pF 是否有任何特殊原因?

    3 -此补偿公式是否适用于反相和非反相配置?

    4 -我们还将以高达10倍 V/V 的增益运行 OPA552 您是否预计在这些级别以反相模式运行会出现任何问题? 我想知道在这些更高的增益下、一种模式是否比另一种模式更有利?

    此致、

    Shant K.

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    晨香  

    嗯、我没有看到这些人尝试在 这个 OPA55x 数据表中应用我的反相补偿技术(几乎没有讨论)。 这最初于1997年在 EDN 上发布、最近在此处重新创建-概念上非常简单、混乱的方程式。 这是转让职能等的总体发展  

    后来、我简化了采用巴特沃斯目标的设计流程、并将其添加到了我当时执行的许多 Decomp 数据表中、例如 OPA847、OPA846和 OPA657等。 我最近摘录了这些内容、并将其插入到最近关于 Decomp 运算放大器的讨论中-此网站打破了链接以放大数字和表格、如果您需要更好的副本、请告诉我、我将发布该 PDF。  

    https://www.planetanalogue.com/applying-high-speed-de-compensated-vfas-hitting-performance-targets-while-tuning-phase-margin-insight-10/

    因此、理论上存在用于设置 CF 和 Cs 的相对简单的公式。 让我们尝试一些值。  这是 OPA552 12MHz GBP 的解决方案页面、其信号增益为-1、NG1 = 2、并且目标 NG2为8、Rf=Rg =5Kohm、 几个简单的步骤就会出现这种情况-首先求解 Z0、即 NG 上升部分的投影返回0dB。 从那里、CF 是一个简单的解决方案、而 CS 是使用 NG2来解决的。 这预计闭环 F-3dB 大约为1.24MHz、仿真看起来相当稳定、大约为1.5MHz F-3dB、  

    这是仿真结果、  

    这是文件、  

    e2e.ti.com/.../OPA552-inverting-comp.TSC

    Tom 还继续讨论 LG 仿真、我不希望在他所示的输出方法处断开环路、因为它将开环输出阻抗与反馈无功负载隔离开来-我们在本设计中当然会这样做。 我在本文中讨论了一种更好的方法、当模型包含无功开环 Zout 时、该方法将提供更准确的结果。  

    https://www.planetanalogue.com/stability-issues-for-high-speed-amplifiers-introductory-background-and-improved-analysis-insight-5/

    这将回答您的问题。 他们可以更新该数据表、以提取我在 OPA847数据表中讨论的内容。 讨论该主题。  

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    完成了一些其他的事情,然后回到这里,尝试 LG 仿真,我会怎么做。  

    这种方法会跟踪环路周围的信号、并在测量 LG 的加法节点处添加 CCM+Cdiff。 在这里、我得到了良好的仿真、但无法很好地将 LG=0dB 交叉频率和相位裕度映射到闭环带宽。 Insight #5中的这种方法适用于二阶 LG 分析-我想说 OPA552模型无论如何都不是那么简单、因此2.1MHz LG=0dB 与闭环1.55Mhz F-3dB 相比是令人困惑的、但52deg 时的相位裕度是令人鼓舞的。  

    这里是该文件、  

    e2e.ti.com/.../OPA552-inverting-comp-LG.TSC

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    Shant、您好!

    以下 TI 的"稳定性"培训视频介绍了在仿真中添加"L1"的原因:

    Kai

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    您好、Michael、

    非常感谢您跳进并提供有关  您为欠补偿运算放大器开发的此补偿技术的所有相关信息。

    此致、Thomas

    精密放大器应用工程

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    你打赌 Tom、  

    我在 BurrBrown 内部发布并展示了1997年前后的所有内容、 但是没有人会在1999年的 OPA552部分中向我询问我的意见-哦、好吧、可能比他们想要的要多-我想我直到2000年代初才开发出简化的讨论

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    Michael、

    感谢您为我们提供这一出色的解决方案。 OPA552的增益小于5 x、我们有多种应用、我们将在反相模式下使用此补偿方法来实现稳定性。 数据表 OPA847中的详细信息消除了我的困惑。 我们现在将使用该数据表中的实际公式来节省时间。

    再次感谢 Thomas 花时间研究这个问题。

    此外、感谢 Kai 的参考。  

    此致、

    Shant K.

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    嘿 Kai,顺便提一下--

    我不想发出目前在本 TI 系列中的稳定性链接-虽然这些系列中有很多很好的信息、尤其是这一系列中的信息、但它们已经在此处所示的 LG 设置电路中制度化了一个明显的错误、  

    这种方法可能会在很多时间内起作用、但并非始终有效。 具有讽刺意味的是、最近在对开环输出阻抗进行建模时、此方法将该元件与反馈网络隔离。 在本文中、我实际上展示了这种方法在相对简单的 OPA837电路中的差异、从标题为"估算标称相补角的仿真方法"的部分开始。 他们在那里打印了所有这些"模拟工程师口袋参考书"手册、但其中有此错误、这实在太糟糕了。  

    https://www.planetanalogue.com/stability-issues-for-high-speed-amplifiers-introductory-background-and-improved-analysis-insight-5/

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    您好、Michael、

    我很高兴阅读所有这些内容! 我从未理解为什么将 Zo 与反馈环路组件隔离应在相位稳定性分析中提供正确的结果。 我总是太愚蠢了,不能完全理解所有这些神奇的 TINA-TI 东西在发生什么:-)

    非常感谢您帮助我解决这一痛苦的差距。 你真的是一个很棒的头!

    我也非常喜欢这篇文章、因为它演示了如何在相位稳定性分析中处理连接到 OPAMP 正输入端的偏置组件:

    顺便说一下、您对使用电容器并联输入偏置电流消除电阻器有什么看法? 然后、您可以使用一个足够大的电阻器来完全消除输入偏置电流、并使用一条低阻抗路径来获得更高频率的信号接地、从而保持低噪声并提高稳定性。 我在这里只讨论标准 VFA。 这是一个好主意、还是我忽略了会导致稳定性问题的东西?

    我期待您的回答:-)

    Kai  

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    您好 Kai、  

    在该主题中添加问题有点令人困惑。 可能更好地开始新的线程、  

    如果您理解您的问题、那么如果输入是双极的并且您正在运行反相、 是的、添加偏置电流、用 C 对 V+输入端的 R 进行补偿以滤除其噪声通常是可行的- CMOS 或 JFET 器件则并非如此、因为它们没有匹配的输入偏置电流。