大家好！
在我的旋转变压器应用中、我需要一个到36V 的快捷保护、持续至少60秒、在应用手册(SBOA447)中、建议使用以下设计：
一个20 Ω R7电阻器、放置在反馈环路内、并使用10U 电容器 C7进行旁路。 在大多数汽车旋转变压器激励应用中使用的10kHz 典型频率下、的阻抗
10uF 旁路电容器约为1.6Ω μ F
这是一个 天才的想法,但我仍然有2个问题:
1. TVS 26V 无法保持60秒、
2. 并且 R7的功耗将非常高--> 5W~7W
那么、如果我将 R7增加到20k Ω、会怎样呢？ 删除 R7、只需离开 C7？
根据我的仿真、
相位差为124.17 (或-235、85？？)、因此我相信20k R7没问题、我的设计中有什么错误吗？
Br
Jin
尊敬的 Jin：
2. 并且 R7上的功耗将非常高--> 5W~7W
R7值应折衷。 如果旋转变压器驱动器短接至26Vdc 或 Vbat、则可以使用以下配置。
如果需要对系统进行进一步保护、则可以尝试以下配置。 是的、20Ω Ω 电阻器将散发大量热量。 10Ω 或类似的可能效果更好。 该电阻仅在直流短路时有效。 在典型操作中、10uF 阻抗与 20Ω Ω 并联、10kHz 时为(1/SC)|20Ω Ω 或0.61Ω Ω。
e2e.ti.com/.../ALM2403_2D00_Q1-26Vbat-fault-conditions-05152023.TSC
相位差是124.17 (或-235,85 ?),所以我相信20k R7没问题,我的设计中有什么错误吗?
您能否确认旋转变压器负载或您在模型中使用的负载？ 通常、有绕组电阻20Ω Ω(有点低、但可以)、1.7mH (10kHz 时为20 + J107)的电感和并联绕组电容。 如果要降低驱动器中的视在功率(实际功率和无功功率)、可能需要功率因数校正、导致驱动接近电阻负载。 请告诉我负载参数、然后我就可以运行系统的交流分析了。
此致！
雷蒙德
您好 Raymond
首先非常感谢您的参与！
我们需要高达36V 的 OVP、所以26V 解决方案对我们没有什么帮助。
我刚刚使用 LCR 表(Keysight U1733C)测量了旋转变压器、这里是初级绕组的信息：
R_DC = 20.13欧姆、
L@10lhz = 1.877mH
Z@10kHz = 120.63欧姆
电容器看起来有点奇怪：
C@10kHz =-137nF
上述电路方案的附加信息：
在我的应用中、R2、R10和 C6 (蓝色电路)属于负载补偿、 只有 R5和 L2仿真旋转变压器负载。
这意味着仿真中的参数与旋转变压器特性相匹配。
你怎么看？
Br
Jin
尊敬的 Jin：
我们需要高达36V 的 OVP，因此26V 解决方案无法帮助我们。
根据36V 电池短路仿真、故障保护方案应该可以工作、但如果在1分钟短路测试期间无法散发热量、您可以将电阻器和 TVS 串联放置。
C@10kHz =-137nF
此仿真忽略了绕组电容。 它应该相当低、大约为几 nF 或更低。
我模拟了没有缓冲电路的驱动电路、相位裕度大约为60度、应该是稳定的。 当环路增益交叉为0dB 时、您需要最小45度的相补角才能保持稳定。 90度相位裕度是实现环路稳定性的最佳情形。 您可以逐渐在缓冲器上引入 R 和 C、然后您将看到效果。 超过90的相位裕度将无法稳定。 由于这是反相输入运算放大器配置、相位裕度应与输入信号保持约180度、如波特图的相位图所示。
我一般不在稳定性仿真中放置缓冲电路。 缓冲器 Rx 和 CX 参数通常根据经验确定。 我通常不使用它们、除非您要通过短接 CX 电容器并将 Rx 与负载并联来在控制电路中以特定频率抑制某个信号。 它还将耗尽驱动电路的过多功率。
e2e.ti.com/.../ALM2403_2D00_Q1_5F00_MFB-AC-Analysis-E2E_2D00_1-05162023.TSC
这里是 TI 对稳定性参考方法的参考、它是您其他回复中使用的 Marek 技术的替代方法。 因此、当我们使用不同的交流注入技术时、不要感到困惑。
在不了解您的驾驶要求的情况下、我会推荐以下内容。
我们的旋转变压器驱动器是 ALM2402F-Q1和 ALM2403-Q1、选择其中一种驱动器有优缺点。 我不知道应用的电压摆幅要求、因此无法评论。 对于 Vs 低于16Vdc 的情况、我们会推荐 ALM2402F-Q1。 对于高达24V 直流的更高 Vs 电压、我们推荐 ALM2403-Q1。
环路稳定性是我们在设计中最后要解决的问题。 对于给定的要求、我们将执行以下操作：
1.选择其中一个旋转变压器驱动器(但我们还有其他功率放大器也适用于该应用)。
2.模拟旋转变压器的输出摆幅与输入信号(PWM 正弦、正弦输入等)、确定增益、激励频率、带宽 根据设计要求调节输出电压摆幅、电流摆幅等。
3.我建议检查器件在工作温度范围内的散热情况、特别是最坏的情况、例如85°C 或更高的温度、需要在热处理室进行热测试。
4.驱动旋转变压器或变压器时、设计中需要考虑功率因素、即尽可能降低旋转变压器驱动器的功率耗散。 如果驱动器必须处理高水平的视在功率、则功率放大器可能需要驱动更高的电流、增加不必要的热耗散。
5.最后、我将检查环路稳定性、并尝试确保系统在运行条件下保持稳定。 否则、请尝试补偿驱动器以消除不稳定性情况。
此外、我们还有适用于两个旋转变压器驱动器的 EVM、您可以并行执行上述步骤或 以系统设计方法进行某种迭代、同时检查应用。
如果您需要进一步的帮助、请告知我们。
此致！
雷蒙德
您好 Raymond
非常感谢您的回答。
我还有2个问题。
1.关于 相位裕度
超过90的相位裕度将无法稳定
这就意味着 我的第一篇文章中124.17的相位裕度是不稳定的? 但在另一篇文章"ALM2403-Q1：更大限度地降低功耗、这是否是必需的？ "我没有 看到这个规则、对于 相位裕度为138度 的系统、仍然非常稳定、您能否确认一下？
2.关于 OVP 的设计
如果我只使用20k 而不是20Ohm、我就不会有20Ohm 的功率损耗问题。
那么、您认为、我真的可以使用这种设计吗？
Br
Jin
尊敬的 Jin：
这意味着 阶跃124.17在我的第一篇文章是不稳定的?
相位图应以大约180度开始、最终为~124度、该角度应该不稳定。 请注意，在反馈环路中这是20Ω||1uF。
在20kΩ||1uF 时，相位以10Hz 的频率从-165度开始，以-235度结束，其相位裕度相同，如上所示，为124，应该不稳定。
功耗最小化，是否有必要？
是的、这可能是必要的。 ALM240x-Q1系列在室温下的输出电流有限。 对于汽车应用、标称测试温度为85C 或更高。 并且随着芯片温度升高、电流将显著下降。 因此在更高电流的旋转变压器应用中、ALM240x-Q1驱动器可能需要降低驱动电流。 此外、较低的热耗散将延长驱动器的寿命、并且应用需要较少的冷却。
在 OPA564-Q1等其他功率放大器系列中、它的额定电流高达1.5A、可处理电流较高的旋转变压器应用。 在任何情况下、更低的散热都是设计中更好的选择、尤其是对于汽车应用。
相位裕度为138度的系统 仍然非常稳定，您能确认这一点吗？
您能向我展示一下138度的相位裕度示例吗？ 该图必须与起始点的相位水平相关。
如果我只使用20k 而不是20Ohm，那么我没有 20欧姆的功耗问题。
您的意思是20kΩ||1uF 配置吗？ 在10kHz 时、阻抗约为15.9Ω Ω|20kΩ Ω 或~15.9Ω Ω。 您解决了 Vout 对电池短路的问题、但 在反馈回路中15.9Ω μ V|| 20kΩ μ F 的15.9Ω* 150mApk = 2.39Vpk 压降、并且陶瓷电容器上的热耗散将为0.15^2*15.9 = 0.36W、这会给组件造成很大的热应力。 应在设计中进行折衷。
如果您有其他问题、请告诉我。
此致！
雷蒙德
您好 Raymond
再次感谢您的答复。
1.您的问题:
您能不能演示138度相位裕度的示例？ [/报价]在我的另一篇文章中、这是您 TI 大学的一个结果：
这样就显示了138度的实际相补角-见下文。 有效负载在10kHz 下几乎是纯阻性负载。
进行瞬态分析显示、系统非常稳定、小信号过冲仅为10%-请参阅下文。
2. 我的配置20k // 10µF
抱歉，我在最后一个模拟文件中写入了错误的值(20k // 1uF)，
与缓冲器电路进行模拟、具体如下所示：
正如您之前建议的、在没有缓冲电路的情况下实现模拟、如下所示：
因此、如果我在不使用 Snaber 电路的情况下进行仿真、结果显示稳定。 这是否意味着、缓冲电路会使系统不稳定？
3.在配置下分立20k // 10µF
在10kHz 时、阻抗大约为1.6Ω Ω。
1.6Ω 回路中1.6Ω μ V*150mApk = 0.24Vpk 20kΩ||2 μ F 的压降，陶瓷电容的热耗散将为0.15^2*1.6 = 0.036W。
因此、我认为使用该配置(20k // 10µF)我解决了 Vout 对电池短路以及散热问题、因此系统看起来也很稳定(没有缓冲器)。
你怎么看？
Br
Jin
尊敬的 Jin：
我将在明天的剩余质询中恢复。
BTW、我无法生成此波特图。 看起来波特图可能来自不同的仿真电路。
3. 在配置下显示20k // 10µF
10kHz 时的1.6Ω Ω 阻抗似乎是可以的。 您是否有机会试用旋转变压器驱动器？ 我认为它应该起作用。
此致！
雷蒙德
您好 Raymond
BTW、我无法生成此波特图。 看起来波特图可能来自不同的模拟电路。
我只需在此处添加我的 Tina 文件、或许您可以重试。
e2e.ti.com/.../ALM2403_2D00_Q1_5F00_MFB_5F00_C2_5F00_with_5F00_snubber.TSC
您是否有机会尝试使用解析器驱动程序？
是的、我20kΩ 了10uF//μ C 旋转变压器驱动器、它可以工作、只有一个问题、我们可以看到有一点失真、 请参阅下面的我的 Oszi foto：
Br
Jin
尊敬的 Jin：
它工作,只有一个问题,我们可以看到一点失真, [/报价]我看到了失真。 我认为您可能需要将电源轨从12V 增加到略高的电压轨、如15VDC。 如下图所示、您的直流偏置电压是多少？ 如果使用的是12Vdc、则应在中间电源轨或6Vdc 中进行配置。
与 ALM2402F-Q1相比、当驱动电流增加时、ALM2403-Q1在 MOSFET 输出级上具有更大的压降。 我认为失真可能与电源轨有关。 它可能与 10uF// 20kΩ μ F 无关。
我将在今天晚些时候解答您的其他问题。
此致！
雷蒙德
您好 Raymond
如下图所示、您的直流偏置电压是多少？ 如果使用的是12Vdc、则应在中间电源轨或6Vdc 中进行配置。
[/报价]实际上、我使用6V 偏置和12V 电源。
[/quote]它与 10uF// 20kΩ 无关。 [/报价]我只是降低了输入信号的振幅、 失真仍然存在、为什么？
Br
Jin
尊敬的 Jin：
您能不能在使用缓冲器和 10uF// 20kΩ Ω 之间进行调查？ 您的输出负载是否与仿真相同？
降低输入振幅后、失真似乎会变得更糟。 此外、您能否尝试低 ESR 10uF、看看是否有任何与之相关的东西？
我 20kΩ 了波形、似乎失真是由10uF//μ s 引起的。 在瞬态分析下、如果电路在工作点进行仿真、则不会出现失真。 不过、如果我将分析放入其中 零初始值或使用初始条件 可以观察到失真。
我的理论是、RC 时间常数在 10uF 和20kΩ μ s 之间、相对于10kHz 的反馈环路、RC 太慢。 如果达到10uF 的稳态(电流秒平衡)、则这可能不是问题。 如果电容器的充放电不相等、则会在反馈环路内导致失真。
仿真显示、R 可能必须降至约1kΩ Ω 的范围、其中失真并不明显。 不过、如果您等待的持续时间较长、例如几分钟直到通过10uF 电容器的电流均衡化、失真可能会更小(尝试在更长的时间内使用20kΩ Ω 设置、我的猜测)。 如果您移除 RCR 缓冲器电路并替换为与旋转变压器负载并联的电容器、则可能也有帮助、这会使电感负载的阻性更强。 这称为功率因数校正、其中旋转变压器的电压和电流将相互同步。
对于您的设置、CX 可能为137nf 范围或最接近它的值。 这与没有 Rs 的 RCR 配置有点类似。
此致！
雷蒙德
尊敬的 Jin：
BTW、我无法生成此波特图。 看起来波特图可能来自不同的模拟电路。
我想知道到底发生了什么事。 您使用的是日期为2020年的 PSpice 模型、而我使用的是于10月12日21日发布的最新 PSpice 模型。 两个 pspice 模型之间存在一些差异、这就是我无法获取您提供的内容的原因。 在执行任何仿真时、请将来下载最新的 PSpice 模型。
(在您上传的模型中、如果在10-100MHz 与1-100MHz 之间进行仿真、将得到两个不同的相位结果。 这就是我感到困惑的原因。)
该仿真工具无法区分正相位和负相位、所以用户自己判断。 通常、由于 AOL 中存在主导极点、因此运算放大器电路可以使用90度的相位裕度。 在反相运算放大器的输入端、电路只剩180度、其中电路的输出相位已反相180度。
在上述情况下、Aol 主极点出现 fp1=~100Hz、相位变化由 fz1补偿、fz2的相位提升由 fp2降低(此时几乎没有相位变化)、最后 fp3成为主极点以-20dB/十倍频程的速率滚降增益 (导致-90相移)、然后 FP4将其进一步下拉至60度的相位裕度、这就是您的相位裕度结果。
(注意：相位变化发生在极点频率的大约1个十倍频(~5.7度)的 频率、并在极点频率的大约1个十倍频(~84.3度)处结束。
让我们使用最新的 pspice 模型作为比较的参考(比较苹果和苹果)。 我确实更改了20Ω||10uf，但它不应影响交流分析，相位图从低频的+180度开始。 从波特图可以看出、相 位裕度为75.4度(20Ω||10uf 与20kΩ|10uf 相比影响不大、除非相位是以低频率或10Hz 频率根据相位图开始的。 我不是完全了解仿真工具如何计算运算放大器电路中的起始相移、但我知道该工具无法区分正相移或负相移)。
通过改变 20kΩ||10uf、相位图以低频-180度开始(低频时相位偏移-180度)。 从相位裕度、您可以称102.5度(-180 -(-282.46)= 102.46度)或360 +(-282.46)= 77.54度。 我通常将后者称为相位裕度、以便与上图保持一致。
之前仿真的124度相当于56度。 下面是仿真文件的副本。
e2e.ti.com/.../ALM2403_2D00_Q1_5F00_MFB_5F00_C2_5F00_with_5F00_snubber-New-05232023.TSC
如果您有其他问题、敬请告知。
此致！
雷蒙德
尊敬的 Raymond：
很抱歉我的回复太晚了,我不会 很早就测试了,
1.问题失真
此外，您可以尝试较低的 ESR 10uF 吗？ [/报价]我刚换了另一个低 ESR 电容器(典型值：C3216X5R1H106K160AB)、电容仍然存在、请查看下面的我的结果：
1a. 在低振幅设置下：
1b。 高振幅设置时：
然而，如果您等待的持续时间较长，请说几分钟，直到通过10uF 电容器的电流均衡化，则失真可能会变小(尝试使用20kΩ 设置较长的时间，我的猜测)不幸的是,我没有看到这种效果。
模拟显示 R 可能必须下降到大约1kΩ k Ω 范围，在该范围内失真不明显我将在下周尝试、然后再向您报告结果。
2.发出 OVP
我尝试了此配置(20k // 10µ+ TVS 26V 至 VCC) 、ALM2403的输出为32V、结果如下：
- 如果我一开始连接了所有器件、那么 IC 可以承受。
- 如果我将32V 连接到"热插拔"条件下的输出,那么 IC 立即衰减。
我检查 IC 后发现、引脚3 (OTF/SH_DN)始终为低电平。
我想输出端突然施加32V 电压经过10nF、26V TVS 无法将其钳位到26V、这导致了 ALM2403损坏。
你怎么看？
Br
Jin
[/quote]
尊敬的 Jin：
1. 发出失真
我没有预见到 20k // 10µf 问题,直到我看到你扭曲的范围射. 内部环路的响应速度必须更快或等于外部控制环路的频率。 如果时间常数较高、R 和 C 将产生相移。 由于应用手册中建议使用20Ω// 10µf Ω、因此不会明显或不存在失真。 如果您尝试1kΩ// 10µf、则失真可能仍然存在、您可以考虑使用 FFT 或频谱分析仪进行检查。
2.issue OVP
所有故障保护方法都有其优缺点。 以下是推荐用于电力线通信输出的方法。
如果您担心 Vbattery 短路、简单的方法是将旋转变压器与陶瓷电容器耦合、这种方法应该会阻止所有直流短路事件。 请告诉我您的设计要求、或许我们可以找到更好、更便宜的方法来通过这些测试。
由于应用正在驱动变压器、因此使用电容器阻止直流电池短路非常有效、并且不会影响旋转变压器在10kHz 或类似频率下的工作性能。 您也可以考虑这个选项。
为了保护 ALM 旋转变压器 PA 驱动器、必须考虑瞬态或故障事件下的过压和/或过流。 如果您具有可应对这两种情况的保护电路、并且仍能够满足操作要求、那么保护方案就会很好。
请告诉我您的测试结果。
此致！
雷蒙德
您好 Raymond
非常感谢您的回复。
1.问题失真
[报价 userid="423757" url="~/support/amplifiers-group/amplifiers/f/amplifiers-forum/1226577/alm2403-q1-overvoltage-protection-for-alm2403q1-output-shortcut-to-36v/4650698 #4650698"]如果您尝试1kΩ// 10µf，失真可能仍然存在，您可以考虑使用 FFT 或频谱分析仪进行检查。 [/报价]在1k // 10µF 的低振幅设置中，我没有看到任何失真，见下面：
1k//μ s、高振幅10µF、然后我再次看到了失真：
和 FFT 分析
简单的方法是将旋转变压器与陶瓷电容器耦合，它应该会阻止所有直流短路事件。
我尝试在环路中使用10µF Ω、没有任何电阻器(而不是1k// 10µF Ω)、然后我没有得到任何信号。 为什么？
2.发出 OVP
我们的要求：EXC 输出应受到保护 、防止36V DC 短路60s。
我现在使用的是 TVS 20V 而不是 TVS 24V、那么它现在可以工作。
10µF、解决方案如下所示：1k//μ s + TVS20V、需要考虑小失真对分解器信号意味着什么。
Br
Jin
