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[参考译文] ALM2403-Q1:电路稳定性

Guru**** 1078800 points
Other Parts Discussed in Thread: OPA564-Q1, ALM2403-Q1, ALM2402F-Q1
请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/amplifiers-group/amplifiers/f/amplifiers-forum/1302440/alm2403-q1-circuit-stability

器件型号:ALM2403-Q1
主题中讨论的其他器件: ALM2402F-Q1、OPA564-Q1

 我想使用 ALM2403设计一个驱动旋转变压器的电路、但由于旋转变压器是 RL 负载、TI 是否有任何文档可以帮助我确认如何设计电路以避免电路不稳定?

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    尊敬的 Lin:

    TI 是否有任何文档可以帮助我确认如何设计电路来避免电路不稳定?

    以下随附列表介绍了如何在典型应用中稳定运算放大器闭环。 对于旋转变压器负载、相关技术非常相似、不同之处在于旋转变压器负载具有 R、L 和 C 分量、并且负载被视为旋转变压器。  

    002559

    与任何运算放大器驱动电路一样、有必要检查环路稳定性。 但是、在我们能够使用驱动器模拟负载之前、我们需要先获得原理图。  

    请向我提供旋转变压器的负载参数和电路设计要求。 如果没有原理图、就很难讨论是否存在电路不稳定的问题。  

    下面是一个旋转变压器驱动器示例、但您的原理图和负载可能与该示例不同。 让我们首先最终确定您的设计、然后我们可以执行和检查电路稳定性分析。  

    e2e.ti.com/.../ALM2403_2D00_Q1-SPWM-Input-12122023.TSC

    如果您有其他问题、请告诉我。  

    此致!

    雷蒙德

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    尊敬的 Raymond:

    我认为 OPA 电路的稳定性应该与直流/直流转换器的稳定性相同。 它需要确保足够的相位和增益裕度、对吗?

    如果是、我应该如何设置要保留的裕度?

    在基准电路中、我认为它是一个四阶滤波器。 是否需要设置为四阶才能滤除内部正弦波?

    如果我的 exc 信号是正弦波、我是否仍需要将其设置为四阶滤波器?

    最后、输出端有由 R11、C6、R16和 C10组成的滤波器。 此滤波器的频率设计是否有任何要求?

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    尊敬的 Lin:

    如果是这样,我该如何设置保留多少利润?

    提高相位裕度的方法始终存在、但电路可能以牺牲某些因素来保证环路稳定性。 当我们达到这一点时、我们将解决稳定性问题。 问题是您尚未最终确定旋转变压器驱动电路、现在讨论环路稳定性还为时过早。  

    理论上、最小相补角需要很大或等于45度。 通常、我希望将相位裕度保持在大约60度或更高。  

    是否需要将其设置为四阶才能滤除内部正弦波?

    在本例中、我使用第2阶 LPFS 来滤除300kHz SPWM 输入信号、然后将 ALM2403-Q1的 BW 限制为20kHz、以进一步平滑其余正弦输入并同时提供差分输出。

    我还可以使用有源 LPF 来滤除 SPWM 信号、但示例是为了简化用户的输入级。  为了满足设计要求、您可以根据需要进行设计。 在汽车应用中、成本非常敏感、除非应用有其他指定要求、否则需要采用简化的设计方法。  

    通常、二阶 LPFS 应足以滤除通常为 SPWM 信号的谐波噪声、例如300kHz (取决于 SPWM 的开关频率)、但 LPFS 或正弦平滑处理方法取决于需要满足的设计要求。    

    此滤波器的频率设计是否有任何要求?

    这些设计组件用于将输出差分驱动信号置于接地参考之上和之下。 如果 L 和 C 中相电流的超前和滞后闭合匹配或消除、则增加的电容将使 R、L 和 C 旋转变压器负载接近电阻行为、并使复杂负载的行为具有更高的电阻性。 这将改善相位裕度并改善旋转变压器系统的功率因数。

    我建议去除之前的旋转变压器仿真、对旋转变压器级的每个部分进行仿真、并修改适合您的设计要求的电路。

    随附链接是另一种 ALM2403-Q1旋转变压器设计方法。 对于汽车应用、 您需要考虑使用其他故障保护电路。 在您完成仿真旋转变压器设计后、我们可以解决旋转变压器的环路稳定性问题并做出改进。  

    如果您有其他问题、请告诉我。  

    此致!

    雷蒙德  

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    尊敬的 Raymond:

    这是最基本的电路架构。

    我需要了解如何设置与旋转变压器相连的滤波器。

    我的输入是一个正弦波。 如果我根据您的示例将 LPF 设置为20kHz、这将影响我的增益。

    对于该器件、设置滤波器范围的基准是什么、例如、将滤波器范围设置为输入频率的5倍。

    在本例中、当相位为0dB 时、相位约为119度、相位裕度约为60度、这应该足够了。

    当然、最重要的是如何判断电路的稳定性。 请告诉我如何在该电路上对其进行判断。

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    尊敬的 Lin:  

    通过附加的仿真、您的差分输入信号在10kHz 下为+/-5Vpk。 如果这是纯正弦信号、则设置中除了基波之外没有明显的开关谐波。 在这种情况下、您可以根据仿真将 ALM2403-Q1的 BW 限制为>100kHz 或159kHz。  

    这里有几个拼写错误。 Voffset 配置为5Vdc、因此反相输入的直流偏置应配置相同或5Vdc、其中交流电压在5Vdc 的顶部。 或者、您可以插入一个电容器来耦合输入信号、如下面的仿真所示。  

    变压器的电感有点高、我认为这可能是一个拼写错误。 1250mH 相当于10kHz 时78537.5Ω(SL)的阻抗。 而很可能是1.25mH。 请确认 您的旋转变压器的负载参数。 请向我提供实际旋转变压器负载、而不是假设性负载、因为 ALM2403-Q1仅限于功耗。 通常、旋转变压器可以处理高达 ±100100 @μ A -200mA 10010kHz 的激励电流、ALM2403-Q1的平均热耗散约为2W。 我们必须考虑在温度条件下的最坏情况下的正常运行情况。 对于汽车应用、最坏的 Tamb 工作温度约为85°C 至100°C。   

    如果您有其他问题、请告诉我。  

    此致!

    雷蒙德

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    尊敬的 Lin:

    假设电感为1.25mH 而不是1.25H、以下是交流稳定性分析。 您多次提到稳定性分析查询、因此我在这里演示了环路分析方法。  

    请记住、这通常是最后一步、因为仿真中未包含所有必要电路。 在旋转变压器中有绕组电容、我们忽略了该电容。 我们没有包含短路保护电路。 并且我不知道 ALM2403-Q1是否能够在所有 Tamb 工作条件下驱动旋转变压器负载、根据设计要求、汽车应用中的 Tamb 通常在85°C 至105°C 之间。   

    对于简化的旋转变压器负载、相位裕度约为76度(360 - 283.7度)。

    e2e.ti.com/.../ALM2403_2D00_Q1-Dual-AC-Analysis-12142023.TSC

    我在上一个回复中发布的 TI 高精度运算放大器视频培训系列中、在底部稳定性图像上规定了方法2。 顶部稳定性图上的方法3与方法2基本相同。 总之、我将此幻灯片发布在此处、仅供参考。  

    为了验证小信号阶跃瞬态稳定性分析、下面是一个示例、其中未显示过冲且电路稳定。  

    e2e.ti.com/.../ALM2403_2D00_Q1-10kHz-Step-Transient-Analysis-12142023.TSC

    BTW、由于许可协议、我无法支持 LTSpice 仿真。 在 LTSpice 中、您可使用 opamp2来生成用于仿真的运算放大器符号、此符号更具可读性。  

    如果您有其他问题、请告诉我。  

    此致!

    雷蒙德

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    尊敬的 Raymond:

    我在这里犯了一个错误:电感值是1.25mH。 另一个问题与直流偏置有关。

    根据我的仿真结果、这似乎是正常的。 如果设置值不超过5V 直流电压、是否会出现任何问题?

    耦合电容器 C4和 C5似乎用作高通滤波器。 如果我不设置这些电容器、可能会出现什么问题?

    另一个问题与直流偏置端子电阻器 R2有关。 我在 TI 文档中阅读到建议将该电阻值设置为与 ALM2403的输入电阻值相同、但在数据表中找不到输入电阻器的值。 您能否提供输入电阻值?

    最后、还有波特图的仿真结果。 增益大约为55.6dB、而直流增益 I set 约为2倍、即6dB。 这似乎有点不同。 可能是什么原因?

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    尊敬的 Lin:  

    根据我的模拟结果,这似乎是正常的。 如果设置不超过5Vdc,是否会出现任何问题?

    ALM2403-Q1具有较宽的 VCM 输入范围、因此您可以设置 Vcc 或电源轨内的任何位置。 通常、用户喜欢在 Vcc 的中间轨上配置 VCM、并在电阻分压器中使用两个相等的值来配置 VCM。 VCM 范围由输出电压摆幅和最低 VCM 要求决定。  

    VCM 不适合设置在最小值附近、因为没有设计裕度。 对于输出正弦摆幅为7Vrms 或更高的典型旋转变压器、VCM 应配置为最小5Vdc。 在交流分析示例中、我将电压配置为5.5VDC、以便为其提供额外的设计裕度。 在推荐的示例中、VCM 配置为1/2 * Vcc。 ALM2403-Q1的输出是差分驱动器、只要旋转变压器初级绕组两端的 Vcm 相等且处于跟踪状态、直流输入的 Vcm 就不会进入传递方程。  

    您能否提供输入电阻值?

    我认为 R2以红色圆圈标出、请查看下面的注释。  

    增益似乎约为55.6dB,而我设置的直流增益约为2倍,即6dB。 [/报价]

    6dB 是指闭环增益。 在交流环路稳定性分析期间、绘制了环路增益 T、即 T = AOL/ACL。 在对数项中、即 LogT = logAol - logAcl。  

    耦合电容器 C4和 C5似乎充当高通滤波器。 如果不设置这些电容器,可能会出现什么问题?

    是的、这是一种看待它的方式。 励磁频率在10kHz 下工作、您可以增大 C4和 C5以将极点移至较低的频率。 由于您使用的是纯正弦 10kHz 输入、因此将电容值增加到1uF - 10uF 是合理的。 或者、您可以使用我的仿真方法将正弦10kHz 偏置到 VCM、我将其配置为5.5Vdc。   

    我要指出的是、ALM2403-Q1的输入可以进一步来自反相或同相输入。 这两种设计方法都有优缺点。 在推荐的示例和设计方法中、差分输出输出端的直流中的 VCM 是固定的、且不会发生变化。 由于应用正在驱动变压器、此设计方法具有优势、交流电通过直流 VCM。 变压器在直流模式下不工作、因此、励磁变压器输入端的直流偏置电压会导致在变压器的输入端子上产生恒定直流、并且没有直流电流在初级绕组内流动、并且变压器磁芯中的磁饱和将达到最小。  

    如果您有其他问题、请告诉我。  

    此致!

    雷蒙德

    [/quote]
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    尊敬的 Raymond:

    我 β 已经知道、当 AOL 等于1/ AOLβ 时、PHASE_Δ I 必须大于45度、才能确保电路稳定性。

    但在您提供的示例 ALM2403-Q1双交流分析12142023.TSC 中、为什么它不测量旋转变压器上的电压而是测量 Kloopgain?

    如开始时所述、​​连接到旋转变压器两端的滤波器电容器 CEMC 的设计建议值是多少?

    还是只需要设置所需的滤波器点并确保电路稳定?

    最后、开头的示例是 ALM2403-Q1 SPWM 输入12122023.TSC。

    如何在电路中对其进行调节、以便对电路的稳定性进行仿真?

    您还可以看到、示例电路使用2个 OPA、但我们现在要讨论的是具有1个 OPA 的电路。

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    尊敬的 Lin:

    您还可以看到示例电路使用2个 OPA,但我们现在讨论的是具有一个 OPA 的电路。

    请提供您的旋转变压器设计要求和应用。 我无法听懂设计要求是什么。 如果我知道设计要求和应用、我将很乐意推荐最佳设计方法。 通常、旋转变压器或旋转变压器作为浮动负载进行驱动、这需要两个运算放大器来差分驱动旋转变压器。  

    为什么它不测量旋转变压器上的电压而是测量 Kloopgain?

    我为您的项目建议了一种系统性的设计方法。 你让我告诉你如何" 当然、最重要的是如何判断电路的稳定性。 请告诉我如何在该电路上对其进行判断。 "这就是我和您讨论环路增益的原因。 我多次提到、旋转变压器驱动器的交流稳定性分析(或环路增益分析)是旋转变压器设计的最终设计阶段。  

    如开始时所述,​​连接到旋转变压器两端的滤波电容器 CEMC 的设计建议值是什么?

     我不记得您曾提到过旋转变压器末端的电容耦合。 您提到了 ALM2403-Q1反相输入端的电容耦合、这与旋转变压器末端的电容耦合无关。  

    可以、有两种方法可以将 ALM2403-Q1的差分输出耦合到旋转变压器初级的激励绕组。 一种是直接耦合方法、它包括直流+交流信号(这是我在上面仿真的信号)。 另一种方法是使用2个电容器对旋转变压器的初级绕组进行电容耦合。 两种耦合方法都可行、但具体取决于您的设计要求。  

    请提供适用于您的应用的旋转变压器设计要求。 如果没有设计要求、我就不知道您想要什么。  

    支持团队将很快进入假日季(有些工程师可能已经开始工作)。 请提供您的完整设计要求、以便我为您快速解决设计问题提供帮助。 新年第一周后我不会再回到办公室了。 在节假日期间、将不会有任何人能够为您的查询提供支持。 这就是我在周末回复您询问的原因。  

    如果您有其他问题、请告诉我。  

    此致!

    雷蒙德  

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    尊敬的 Raymond:

    我的设计要求非常简单。

    我最初使用的是 AD2S1210 IC。 此 IC 中的应用电路使用 OPA+BJT 来形成缓冲器电路。

    现在我想使用 ALM2403替代 OPA+BJT 电路。

    如您所见、与 ALM2403相比、AD2S1210中推荐的电路要简单得多。

    与初始示例相比、在输入端增加了一个高通滤波器、并将一个 RC 电路(由 R11、C6、R12、C10组成)连接到旋转变压器绕组。

    这引导我询问了选择这种 RC 组合背后的原理。

    您曾提到过让旋转变压器的行为更像电阻器。

    我推测这将产生输出负载中的 RLC 谐振、这样可以使 LC 元件相互抵消、从而模拟负载中的类似电阻的行为。

    但是、我仍然不确定如何仿真整个电路以验证负载是否作为电阻器。

    由于我们当前讨论的稳定性电路是基于 AD2S1210中推荐的电路的简化版本、我还想了解我应该如何对所提供示例的稳定性进行仿真。

  • 请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    你好,林

    现在我想使用 ALM2403替换 OPA+BJT 电路。

    ALM2403-Q1在单个封装中设计有两个功率放大器或两个图27缓冲器电路。 由于 ALM2403-Q1是一个 MOSFET 工艺、因此输出功率缓冲级设计有互补 MOSFET。 两个功率放大器均采用5mm x 4mm HTSSOP (14)封装。  如果您正在寻找、则 ALM2403-Q1很容易将图27电路替换为备用的附加功率放大器。 在类似的旋转变压器产品系列中、我们采用了 ALM2402F-Q1和 OPA564-Q1、这两款产品非常适合旋转变压器应用。  

    关于旋转变压器的设计要求、以下是我想知道的最低设计要求。   

    a:输入激励频率信号->您说过、将是10kHz 模拟正弦波形。 (如果输入为 SPWM、请指明)

    B.输入10kHz 模拟频率的振幅

    c.有多少条输入线路? 一条或两条激励差分输入信号线(数字或模拟)

    D.输入信号的 VCM 是多少? 5.5V 或其他。  

    e.输入 LPFS 要求是什么? RC LPFS 或有源滤波器等

    f.功率放大器的增益和截止频率是多少? (运算放大器的 BW 要求)

    G.什么是输出正弦激励电压摆幅(通常情况下、旋转变压器的输出级需要高达7Vrms @10kHz 的摆幅)?

    h.  旋转变压器的 L、C 和 R 参数->您提到了 ESL = 30Ω、L = 1.25mH@ 10kHz、且可能高达10nF 的旋转变压器初级绕组电容。

    i.旋转变压器应以差分方式驱动或悬空、或直接将旋转变压器负载驱动至 GND。

    j.旋转变压器应如何在 ALM2403-Q1的输出级进行耦合(旋转变压器的输入端子处直接耦合或电容耦合)。  

    K. ALM2403-Q1的输出端是否需要任何故障保护、例如输出端子对 GND 短路或对车辆电池短路等。  

    L.应用的工作温度范围是多少? 假设-40C <= TMB <= 100C、最差的 TMB 为100C 或更高。  

    M.可用于 ALM2403-Q1旋转变压器应用的电源轨是多少?

    N.是否有任何成本要求需要考虑?

    O.有任何功效方面的考虑?

    如果您能向我提供上述设计要求、我将能够为您的应用提供最佳的设计方法、或许我会推荐一些选项。  

    如果您有其他问题、请告诉我。  

    此致!

    雷蒙德

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    尊敬的 Raymond:

    a:输入激励频率信号->您说过、将是10kHz 模拟正弦波形。 (如果输入为 SPWM、请指明)

    基本型10k、最大20k。

    B.输入10kHz 模拟频率的振幅

    0~5V

    c.有多少条输入线路? 一条或两条激励差分输入信号线(数字或模拟)

    2,0~5V 和5~0V

    D.输入信号的 VCM 是多少? 5.5V 或其他。  

    Vexc_in 为0~5V、偏移电压为2.5V、Vcm 为6V。

    e.输入 LPFS 要求是什么? RC LPFS 或有源滤波器等

    7~10频率是10kHz,我想把 LPF 设置为10k * 2 μ s 次,有什么更好的建议吗?

    f.功率放大器的增益和截止频率是多少? (运算放大器的 BW 要求)

    直流增益为2.3。不知道 OPA 的 BW 要求。

    G.什么是输出正弦激励电压摆幅(通常情况下、旋转变压器的输出级需要高达7Vrms @10kHz 的摆幅)?

    7 Vrms、10 kHz。

    h.  旋转变压器的 L、C 和 R 参数->您提到了 ESL = 30Ω、L = 1.25mH@ 10kHz、且可能高达10nF 的旋转变压器初级绕组电容。

    我只有 RL 的参数。

    i.旋转变压器应以差分方式驱动或悬空、或直接将旋转变压器负载驱动至 GND。

    端子。

    j.旋转变压器应如何在 ALM2403-Q1的输出级进行耦合(旋转变压器的输入端子处直接耦合或电容耦合)。  

    以前、它直接连接到旋转变压器。 我对两种方法之间的差异很好奇。

    K. ALM2403-Q1的输出端是否需要任何故障保护、例如输出端子对 GND 短路或对车辆电池短路等。  

    否。

    L.应用的工作温度范围是多少? 假设-40C <= TMB <= 100C、最差的 TMB 为100C 或更高。  

    最坏温度为85摄氏度。

    M.可用于 ALM2403-Q1旋转变压器应用的电源轨是多少?

    24V 的电压。

    N.是否有任何成本要求需要考虑?

    否。

    O.有任何功效方面的考虑?

    否。

    非常感谢。

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    尊敬的 Lin:

    感谢您提供设计要求。 当工程师询问开放性问题时、我不知道解决这些问题的最佳答案、因为有许多注意事项和/或选项。  

    关于模拟输入级和 ALM2403-Q1滤波器选择、有一项建议。 ALM2403-Q1的 BW 限制在159kHz 范围、并且您应该不会看到输入信号出现明显的振幅衰减。 由于输入是 ±10Vpp、因此 ALM2403-Q1的增益可以配置为-1V/V。

    e2e.ti.com/.../10kHz-filter-12182023.TSC

    就旋转变压器驱动器电路而言、以下是基本的驱动配置。 输出将满足7Vrms @10kHz 电压摆幅要求。  

    e2e.ti.com/.../ALM2403_2D00_Q1-10kHz-Resolver-Driver-12182023.TSC

    之前,它直接连接到了解析器。 我很好奇这两种方法之间的区别。

    ALM2403-Q1的功率放大器输出级匹配良好、因此旋转变压器的初级绕组没有明显的电压偏置。 因此、我们可以使用上面仿真所示的直接耦合、并且由于设计方法、旋转变压器的磁体将不会饱和。  

    在许多分立式旋转变压器驱动器配置中、由于功率放大器驱动器级不匹配、旋转变压器初级绕组上的直流偏置可能不那么一致、并且绕组上的直流电压差可能会很大。 在这些情况下、电容耦合可能更合适。 电容器将阻断 Vbias 差值、而且只要差分输出驱动信号保持平衡、旋转变压器就不应出现 残余 磁力 偏移或在旋转变压器的磁芯内游走、因此磁芯(BH 曲线)将在运行期间的每个周期中复位。  

    在交流环路稳定性方面、我在前面的回复中进行了环路分析、分析结果应该适用于同一电路。  

    下面是 ALM2403-Q1 EVM、您可以从 digikey.com 或 mouser.com 购买该器件。 您可以修改 EVM 并使旋转变压器运行得相当快。  

    https://www.ti.com/lit/ug/sbou236a/sbou236a.pdf?ts = 1702930284032&ref_url=https%253A%252F%252Fwww.google.com%252F

    请告诉我您是否想到了这一点。 我们可以在基线设计上进行其他更改。  

    此致!

    雷蒙德

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    尊敬的 Raymond:

    非常感谢、我将了解更多信息。

    此外、旋转变压器电路实际上包括正弦和余弦反馈。

    这是一整套应用。 TI 没有针对正弦和余弦反馈的 EVM 板?

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    尊敬的 Lin:  

    我很高兴这对您有所帮助。  

    旋转变压器驱动器是旋转变压器初级绕组的前馈驱动架构。 负反馈置于功率放大器的输出端或旋转变压器的输入端子上。 正弦和余弦返回线也是如此。 假设磁链接近100%耦合(将其视为10kHz 下的理想变压器)、则正弦和余弦线圈的次级绕组与匝数比成正比。 旋转变压器应用不需要反馈。 对于工作频率、耦合损耗可以忽略不计。   

    ALM2403-Q1 EVM 仅处理如何驱动旋转变压器的一次绕组。 电路板上未寻址正弦和余弦线圈接口中的次级绕组。  

      

    如果您想了解如何在第二个绕组中捕获正弦和余弦、请访问以下链接。  

    https://www.ti.com/lit/wp/spry212a/spry212a.pdf?ts = 1702947357861 &ref_url=https%253A%252F%252Fwww.google.com%252F

    https://www.ti.com/lit/ta / sszt365/sszt36.pdf?ts = 1702947589650&ref_url=https%253A%252F%252Fwww.google.com%252F

    如果您有其他问题、请告诉我。  

    此致!

    雷蒙德

  • 请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    尊敬的 Raymond:

    如您所知、我正在使用 AD2S1210 IC、它需要反馈正弦和余弦信号的差动输入。

    我无法在将它们输入到 AD2S1210之前对它们求和、因此需要设计分别处理 sin_p、sin_n、cos_p 和 cos_n 的电路。

    通常、RC 滤波会带来一定的延迟。

    因此、我的目标是设计一个 RC 滤波后延迟最小的电路。 理想情况下、我需要采用极点零点消除的设计。

    TI 是否有任何关于使用 OPA 滤波器和设计极点零点消除的文档?

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    尊敬的 Lin:

    我无法对这些值求和,然后再将它们输入 AD2S1210,因此我需要设计电路来分别处理 sin_p、sin_n、cos_p 和 cos_n。

    是的、您必须首先放大正弦和余弦信号。 下面的原理图显示了如何实现差分放大器以获取正弦和余弦次级绕组信息。 在对波形进行采样之前、必须首先对信号进行增益。 此图像显示在我发布的第一份应用手册中。  

    TI 是否有关于使用 OPA 滤波器和进行极零点消除设计的任何文档?

    您是否想到了电路? 这是一个开放式问题、我不知道如何正确回答。 在我们的精密运算放大器视频培训系列中、我们多次提到了该主题、请查看我之前的视频链接。 为了保持运算放大器的稳定性和足够的相位裕度、运算放大器的滚降需要在单位增益带宽范围内保持在-20dB/十倍频程。 请回顾这些视频系列。  

    如果您有其他问题、请现在告诉我。  

    此致!

    雷蒙德

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    尊敬的 Raymond:

    如图所示、正弦和余弦信号旨在以差分模式进入 IC。

    这是一个示例电路。

    这是仿真电路。

    您可以看到电路的相位延迟是18.8。

    [报价]除了提供增益调整、接收器电路还充当三阶巴特沃斯滤波器、截止频率为63kHz、10kHz 时相移为−μ V 18.6°。 [/报价]

    仿真结果与文档中的说明几乎相同。

    我认为处理正弦和余弦信号时的相位延迟可能是一个严重问题、可能导致从 IC 得出的电机角度滞后。

    因此、我需要提前设置相位以防止严重的相位延迟。

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    尊敬的 Lin:  

    请记住、只有当您使用 TI 器件时、我才能为您提供支持。 我无法为您提供具有竞争力的运算放大器。  

    请联系 TI 的现场 FAE、我们可以进一步讨论您的项目。  

    此致!

    雷蒙德

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    尊敬的 Raymond:

    我发誓。

    我想知道巴特沃斯滤波器的公式。

    因为 TI 也有在线滤波器计算工具 ANALOG-FILTER-DESIGNER。

    我需要首先移动正弦和余弦反馈信号的偏移、然后设计滤波器。

    我需要知道如何调整设计。

    正如我在开始时问的、TI 似乎没有旋转变压器反馈信号的参考设计或文档。

    当然、您向我提供了一份副本、但我实际上无法使用该电路设计。

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    尊敬的 Lin:

    E2E 论坛通过美国网站提供支持、目前我们因圣诞节和新年假期而放假。  

    为了回答您的问题、您可以从此处获取所需的其他筛选器配置。  

    http://sim.okawa-denshi.jp/en/MultipleFB3Lowkeisan.htm

    我刚开始时问、TI 似乎没有旋转变压器反馈信号的参考设计或文档。

    以下是用于分解器反馈信号的参考设计。 它只是一个差分放大器。  

    此致!

    雷蒙德