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[参考译文] ADS124S08EVM:有关在测量应变仪时提高 ENOB 的问题

Guru**** 1088540 points
Other Parts Discussed in Thread: ADS124S08
请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/data-converters-group/data-converters/f/data-converters-forum/1303772/ads124s08evm-question-on-improving-enob-when-measuring-a-strain-gauge

器件型号:ADS124S08EVM
主题中讨论的其他器件:ADS124S08

您好!

我当前使用 TI Delta Sigma 评估软件来评估 ADS124S08。 我们正在使用由4个应变计组成的全振荡桥。 电桥电阻为1000欧姆。 我根据 TI 的 《电桥测量基本指南》(TI.com) 第51页、 使用比例基准和电流激励的6.5四线电阻式电桥测量。

目前评估软件确定了12.5位的 ENOB、我认为对于该 ADC 而言这个值相当低。 我想知道是否有提高性能的方法、或者您是否可以发现明显错误的地方。 。  

ADC 配置:

20SPS

低延迟滤波器

128的 PGA 增益

IDAC 1 mA

流出 AIN3的 IDAC 电流

AIN +=通道8

AIN-=通道9

当我在1V 基准电压下运行数据分析时 、我会得到以下结果:

ENOB = 12.5位

是否有办法改进这一数字? 理想情况下、我们希望至少测量到1uV、因为这样可以解析1uStrain。  

我已经按照如下所示设置 ADC 评估套件:

我已经将 AIN3上的 IDAC 配置为输出1 mA。

我已经稍微修改了评估套件、以便在参考 N0和 GND 之间包含一个1.5K 的偏置电阻器。

我使用 AIN8作为正输入、使用 AIN9作为负输入。

我测量 两个输入的正确1.65V 共模电压。

对于下面糟糕的图表很抱歉、但我希望它有助于演示我的电路。

感谢您对此提供的任何帮助。

此致

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    尊敬的 Jonathan:

    我假设在 JP8上没有跳线连接、并且您已经选择 REF0输入对作为 ADC 参考。  您最终会看到很大的漂移。  20sps 时2048个样本的持续时间超过102秒。  因此,对于长期测试,您应该尝试从热梯度中隔离应变元件、接线连接等。  

    就噪声而言、与低延迟相比、使用 sinc3滤波器会更好一点。  您可以在数据表的噪声表图中将噪声视为电压。  在20sps 和128增益下、低延迟滤波器的噪声为510nVpp。  噪声表是使用512个连续样本生成的、因此我建议将您的初始测量限制为512个样本以查看您的性能。  如果您不是接近噪声表数值、则可以尝试 sinc3来查看是否存在显著差异。  您可能必须采用某种形状、箱装或袋装 EVM、从而隔离 EVM 与温度梯度。  我看到由于实验室设备电源风扇、数据发生了很大的变化。

    此致、

    鲍勃 B

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    尊敬的 Bob:

    感谢您的帮助。  

    我已经进行了一些新的测量、现在已经屏蔽了电子设备并使用了 SINC3滤波器、我看到了更好的结果。 对于使用3.3V 基准的电压激励测量、我获得19.6 ENOB、对于电流激励测量、我获得17位。

    我还有一个问题。 我正在查看 ADC 精度、我希望得到一些澄清。 根据我的理解、我们可以使用 ADC 校准寄存器来校准偏移误差和增益误差。 ADS124S08的增益误差最大值为200ppm。 这是满量程范围的200 ppm 吗? 例如、如果基准电压为3.3V、使用128增益、则满量程范围为0.0257V、这是否意味着增益误差为0.0257 V 的0.02%? 或大约5uV? 同样、INL 在 PPM FSR 下最大为15ppm -其工作方式是否相同? 我们需要测量低至1uV 的电压、因此了解这是否可行很有帮助。

    此致

    乔恩

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    您好、Jon。

    目前尚不清楚在电压激励时如何实际连接电桥。  至于有效分辨率的差异、请记住、电流激励测量使用1V 基准、其中 LSB 值约为1nV、而对于3.3V 基准、LSB 值约为3nV。  因此、在比较位分辨率时、不仅要考虑 ENOB 数、还要考虑数字代表的值。

    就失调电压误差和增益误差而言、查看典型特性图可能会有所帮助、这些图能更好地说明数据表中误差相对于温度的位置。  除非在最高温度(高于85摄氏度)下工作、否则不应看到最大值。  GAIN 和 INL 指定为满量程的 ppm。  因此、在分析误差时、请使用 RSS 分析、其中所有单位都相同。

    增益误差通常占 INL 和偏移的主导地位 、但随着输入接近满量程、对测量的影响最大。   在接近满量程时测量增益误差时、与理想斜率的偏差最大。  因为输入电压会降低从实际增益斜率到理想窄值的偏差。  在很多电桥电路中、相对于满量程的实际输出电压可能为满量程范围的1/4至1/8。  因此、这些情况下的 ADC 增益误差变得非常小。

    可以通过发出 SFOCAL 来消除 ADC 的偏移、该软件会在 ADC 内放置一个内部短接来"归零" ADC 偏移。  您还可以 发出 SYOCAL (OFFSET)和 SYGCAL (GAIN)校准命令、但这要求用户为偏移应用0V 输入并为增益校准应用满量程输入。  这对于电桥测量而言很难做到、并且未考虑电桥本身的任何失调或增益问题。  如果电桥未进行 温度补偿、则电桥误差的因素可能大于 ADC。

    另一个主要因素是转换噪声。  Δ-Σ ADC 是一个过采样转换器、它通过将量化噪声推向更高的频率、然后使用低通数字滤波器过滤更高的频率内容、从而提高精度(测量的可重复性)。  最终结果显示在数据手册噪声表中、在这些表中、较低数据速率具有较低噪声、而低通滤波器最为有效。  使用 sinc3滤波器、增益为128的200sps 显示了950nV 时的典型 P2P 噪声。  这是接近1uV 分辨率时所允许的最大数据速率。  有关增益为128时的噪声数值、请参阅数据表中的表1以及最右侧的列。

    要校准电桥、基本上可使用2点校准来确定点斜率形式(y=mx + b)的偏移和增益斜率。  此校准在固件代码中完成。  "b"值是为空载电桥(0输入)返回的 ADC 代码。  斜率是指电桥满量程输出附近或满量程输出处的值的上升/下降。

    此致、

    鲍勃 B

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    尊敬的 Bob:

    非常感谢您的反馈。

    当电压激励时、电桥顶部连接到3V3、电桥底部连接到接地。 我的 refp0和 refn0也分别连接到3V3和接地。 激励电压和电流的不同基准的要点。

    我看过 INL 和增益图、这些数字看起来确实比我最初想的要好。 关于增益误差、我们的满量程范围为25.7mV、而我们的最大电桥输出将仅约2.1mV。 由于我们正在处理的是低于满标量程的10%、您认为增益误差是个问题吗? 观察增益误差与温度间的关系图、在最坏的-10情况下(我们的系统在室外部署)、增益误差大约为60PPM FSR、这意味着1.5uV。 在大约满量程范围时、这个1.5uV 是最坏的情况吗?  

    我们将考虑使用128的增益和20SPS 的采样率。 纵观这个表、这看起来像是一个300nV 的峰值间噪声。 希望这将为我们提供在微伏分辨率下进行测量的更好机会。  

    感谢您提供电桥校准提示-我们将在进行原型设计时尝试此方法。

    此致

    乔恩

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    您好、Jon。

    以下是增益误差示例。  您可以在图的最右侧看到、其中增益误差相对于满量程与理想值有很大不同。  根据您的信息、我们可以看到实际测量范围小于满量程范围的1/10。  在这里、与理想值的实际差异要小得多。

    当相对于 ADC 校准传感器时、您可以通过匹配增益误差的斜率来匹配理想值。  要确定实际斜率、您需要施加一个使用足够满量程范围来准确确定斜率的输入、这样就无需校准噪声。

    话虽如此、请考虑虽然 ADC 可以接近300nV 的分辨率、但实际输入电压是一个低电平信号、如果接线可以拾取噪声(EMI/RFI)、则系统的噪声可能是主要的误差源。

    此致、

    鲍勃 B

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    尊敬的 Bob:

    非常感谢您提供的信息、非常感谢。

    我还有几个问题、 希望您确认是否可行。

    我要在 ADC 的输入端和基准的输入端放置差模和共模滤波电容器。 我之前已遵循 TI 关于 RTD 系统比例式滤波的指南。 采样率为20sps 时、我认为我们选择的差分频率是200Hz 的10倍。 然后、我们选择一个共模电容器、其电容值是差分电容值的1/10。

    由于电桥配置与 RTD 稍有不同、因此我想确认是否了解公式。

    对于1000欧姆全有源电桥配置、用于 输入端差分频率的公式是否为:

    F= 1/(2 π*Cdiff (R3+R4+R5+R6))、其中 R3和 R4是较低的1k 桥式电阻器、R5和 R6是滤波电阻器?

    同样,差分参考频率的方程是否为 F=1/(2*PI*CREF*R7)?

    我附加了一个快速 sketch、以阐明我的电路。

    最后、由于我们有一个电池供电的系统、我们需要打开和关闭电桥配置。 如果我们在 ADC 中使用集成式低侧开关-由于存在1欧姆电阻、这是否会对我们的测量产生负面影响? 或者、如果我们使用比例式测量、这可以吗? 如果我们想使用开关,我们要去掉到 REFN0的接地线(如上面的草图所示),而是通过 AVSS-SW 将 REFN0接地?

    再次感谢 Bob 的帮助。

    此致

    乔恩

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    您好、Jon。

    对于比例式测量 、您可以  从测量中消除激励漂移、从而获得最大的好处。  对于高精度 ADC、 使用输入滤波器降低噪声也是可取的。  尝试匹配基准和模拟输入间的滤波是一个很好的做法、但是最终的困难程度比预期的要高一些。  原因在于参考输入滤波器是相对静态的、而电桥是由于应变元件的性质变化而变化的。

    这也是电阻器的容差、因此最终您只需要处于具有类似响应的范围之内。  我建议保持简单、使用 R5和 R6以及差分 电容进行 ADC 输入计算并使用 R7和 CREF 进行平衡、以获得 类似的响应。  我建议 CREF 大约为100nF、然后相应地调整其余元件。

    励磁中断时、将来自电桥的 EXC-与 REFN0连接在一起(不是在模拟接地端)、并将 AVSS-SW 连接到模拟接地。  这样一来、电路保持比例式、开关电阻不会对测量产生影响。

    此致、

    鲍勃 B

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    尊敬的 Bob:

    感谢您提供的信息、它非常有帮助。  

    最后、您是否知道电桥中的电阻是否会影响频率公式? 或者我们可以使用这2吗?

    此致

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    您好、Jon。

    不要试图过度认为这一点。  由于所有组件都具有容差、因此在实际系统中将永远不会精确测量。  是的、电桥阻抗会影响滤波器。  电流路径中的任何电阻都会影响结果。  还要考虑各种组件的温度系数。  由于这些因素和其他因素、我说 ADC 的输入是动态的、因此建议直接接近匹配。  

    您可以使用您展示的 fc 公式(以及应用手册 SBAA201中的公式)。  对于等式1、我通常会消除 CCM/2、因为 Cin 如果比 CCM 大10倍或更多、则会占主导地位。

    所以我让自己明白了、让我们后退一步。  假设 电路中没有 Cin、您只对 ADC 输入使用 CCM 电容器。  这可能都与基准滤波器匹配良好、但您可能会看到噪声更大的 ADC 结果。  为什么会发生这种情况?  如果输入滤波器未精确匹配(这些将是我指的 AIN 引脚、而不是基准) 由于组件不匹配或容差、您可以看到滤波器之间的相位存在细微差异、最终成为 ADC 的差分电压。  由于电平信号和增益非常低、这种不匹配可能比完全不使用滤波器更糟糕。  因此在这种情况下、您希望使用 Cin 的差分滤波器主导任何电位相位差。

    现在、当我们将差分滤波器与基准滤波器相匹配时、我们真正要做的就是使励磁的噪声在差分输入和基准方面保持相似。  同样、这无法完全匹配、但您确实希望它足够接近、以便在基准和 ADC 输入中、激励的噪声特征滤波看起来相似。

    希望这对您有所帮助、

    鲍勃 B

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    尊敬的 Bob:

    感谢您提供有关这方面的有用反馈。  

    我将以下原理图放在一起。 我们已经测量了似乎效果很好的 PT1000 RTD。 我已将应变仪添加到另一组输入以及一些200Hz 滤波(我认为我的计算是正确的...)。 我们在进行测量时需要在基准之间切换、但我认为这应该是可以的(除非您另有考虑)。 我已经将 Vexc-连接到我的负基准、并计划通过 AVSS-SW 将它们接地。

    我们在信号线上放置了 ESD 二极管、这些二极管在40°C 下具有0.5nA 的泄漏电流。如果泄漏太高而无法测量、则可以消除这些二极管、我们尝试测量的应变仪可低至1uV。

    您能看到这种配置明显有任何问题吗? 如果您可以快速浏览一下、那就太好了。  

    再次感谢您的帮助、非常感谢。

    Jone2e.ti.com/.../3302.ADC.pdf

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    您好、Jon。

    我认为原理图没有任何问题。  使用基准输入进行单独测量很好、这也是提供多个基准输入的原因。

    使用 AVSS-SW 开关连接时需要说明的一点就是。  交换机仅在发出 POWERDOWN 命令后自动打开。  对于您的系统、您很可能需要通过设置 PSW 位手动控制开关。   当 激励电流寄存器1 (06h)中的 PSW 位设置为1时、该开关将闭合。 该开关通过将 PSW 位置0来断开。 该开关默认处于断开状态。  

    此致、

    鲍勃 B

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    尊敬的 Bob:

    感谢您的建议和浏览我的原理图。

    本计划为应变仪使用6线连接-这摘自本文档的第13页 https://www.ti.com/lit/an/sbaa532/sbaa532.pdf?ts = 170532014372。如果测量是比例式的、额外的2根导线是否完全有帮助? 是否压降影响基准电压和电桥电压?  

    我们也一直在考虑在 Vexc-线路上使用单独的 N-MOSFET。 如果我们在 Vexc-线路上使用单独的 MOSFET、这是否会对测量产生负面影响? 在上一篇文章中、我们是否更好地使用原理图中的配置?

    我已随附了一份包含替代解决方案的更新原理图、如果您认为可以、请告诉我。

    感谢您的帮助。

    e2e.ti.com/.../5224.ADC.pdf

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    您好、Jon。

    通过使用6线制而不是4线制、最终结果是针对基准的开尔文连接。  通过这种方式、在与电桥本身连接的同一点测量电桥激励。  这种连接方法提高了精度、因为测量不包括激励电压降、并且激励电压不在基准布线中。  很难预测您的应用的整体优势。

    连接外部开关无疑是控制励磁的一种可行方法、您应该不会看到任何负面影响、如您的原理图所示。