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[参考译文] UCC28782EVM-030：UCC28782 XMFR 功率损耗

admin
Guru**** 651100 points
Other Parts Discussed in Thread: UCC28782, UCC28782EVM-030, ATL432
请注意，本文内容源自机器翻译，可能存在语法或其它翻译错误，仅供参考。如需获取准确内容，请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/1159036/ucc28782evm-030-ucc28782-xmfr-power-loss

器件型号：UCC28782EVM-030
主题中讨论的其他器件：UCC28782、 ATL432

您好：

我们提供了一些基于 UCC28782的模块：这些模块的值装配在靠近 UCC28782EVM-030 EVAL 套件的位置。 现在、输入通过足够的输入滤波器和保持电容器值进行交流整流。

输出为20V。 我们的目的是使用5安培 cc 对其进行加载。 RCS = 0.075欧姆、最终用于 100W 的 USB C PD/充电器

有线 xmfr 温度变为125度、看起来甚至不会达到稳定状态。 但是、这些导线似乎不在该温度附近的任何位置。 这意味着皮肤损失、接近损失、DCR 损失是可以接受的。  

Xmfr 参数非常好：Lpri=80uH、间隔=1mm 左右、Lkg 大约1.5uH、Cww 大约80pF。 交叉部分= 108毫米 sq、NPRI=25、Naux=5、nsec=5

开关频率约为176kHz 时、估计的 Bac 约为.14T。 从输入条件：160V 线路、pk 整流电压= sqrt2*Vline。 占空比约为30%。

显然、存在问题！

从 TI 的一些出版物(Keough & Cohen 等)中，我们似乎忽略了 DC 偏置(参考了 VT 的博士论文)造成的不利影响。   

我们将查看 SLUUC646C 电子表格。 我怀疑只能提供来自 V、Ton、NPRI 的交流磁通估算。 不包括内核上的直流偏置。 具体来说、它将如何向上移动 Bac-peak。

然后、我们必须估算 HDC=NI/Lmag。 考虑到存在的差异、这并不显著。 因此、唯一的不对称性是 B 偏移会产生"偏置"趋势。

然后通过降低 Bac，您不会降低 Bac+BDC？

这是一个很好的方向吗？

我们将尝试 NPR=40、NS=Naux=8、保持相同的比率。 但有一个很好的：我们有一个用于生产用例的多层平面 xmfr，很难容纳这么多的匝数。

如果对核心中的这种高温进行任何审查、都将受到高度赞赏。

R

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    TI__Guru**** 651100 points
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    你(们)好
    我已将此主题分配给产品专家。 他应能够在2个工作日内回复。

    此致

    曼尼甘塔 P

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    TI__Guru**** 651100 points
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    您好 Robin、  

    直流偏置可能会对磁芯损耗产生一些理论影响(例如、所有反激式拓扑都是如此)、但我认为这种影响不 会导致 非常 显著的温升。  

    我怀疑变压器内部可能会因1mm 间隙的边缘磁场而受到铜损耗的加热。  该间隙1~2mm 范围内的任何绕组都受来自边缘磁场的涡流影响 、从而偏离间隙。  绕线管脚附近的导线温度可能不会反映绕线管中间的发热情况。   

    请说明磁芯尺寸和材料是多少？  也许不同的尺寸、形状和 AL 值有助于减小应用所需的宽度和间隙。  

    此致、
    Ulrich   

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    TI__Guru**** 651100 points
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    尊敬的 Robin：  

    正如我对您的并行帖子的回复中提到的、我将您的文本复制到这里、并关闭了该主题。  

    "您好

    我们制作了 xmfr 40：8：8

    它应该已经将 Bac 降低了60%、因此希望能降低直流偏置值。

    但它没有采取任何措施来降低内核温度。 我们运行了100W ...当内核温度上升到130摄氏度时停止

    温升不是由 B 引起的、似乎也不是由 HDC 引起的。

    在本例中为。 我们实验室中的快速周转 xmfr 得到了1.6倍的 DCR！

    这可能解释了为什么温度保持不变(如果不是更高)。

    我们是否应该使用与25：5：5案例中相同的 DCR？

    只有我们才能判断接近或涡流损耗是否是主要的因素。 后一种情况意味着磁芯材料不是电源...但我认为它是 EPCOS N87 ...

    任何评论都将受到高度赞赏。

    R"  

    我的部分回答是"正如您的电阻测量结果所示、我认为加热是由间隙产生的宽边缘磁场所导致的涡流损耗引起的。 "

    另外、请告诉我您使用哪种线来绕组。  在176kHz 时、初级绕组和次级绕组都应使用利茨导线、其基线至少为38awg、甚至可能为40AWG 或42AWG。  (我必须检查我的电线目录以确定 FREQ 与 LIZ 尺寸。)

    此致、
    Ulrich

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    TI__Guru**** 651100 points
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    Ulrich 您好：

    很抱歉耽误你的时间:有一些医疗问题… 但我们会跟进您的见解...首先、让我们了解 此处提供的 xmfr 详细信息：

    匝数比：1：0.2：0.2 (25T：5：5T)

    -内核集：EQ30

    材料：N87 EPCOS

    -观察到的估计开关频率：176kHz。 这使铜线的趋肤深度约为0.150 mm。

    情况 A：5A、20V 输出、输入 - Vrectified；大约225V

    _PRI 导线： 25 T、2股33AWG x 2层(如 Keough & Wang 在 ADJ 4Q 2020的论文中所建议。

     33 AWG 直径=.18mm

    因此总共4股。 DRC 约 为0.45 Ω

    -Sec：4股 AWG 32 x2层。 DCR = 0.06欧姆

    间隙：在 1个磁芯的每一个桥臂上半个：12mil。 因此 、间隙是"分布"的、不是 xmfr 中心柱28.8密耳的大捆扎空间！ LG 的计算值为0.75mm 或30mil。

    在 本例中、温度-(在卷轴内部)达到 135摄氏度 、然后缓慢上升。 花了1小时

    情况 B：3.5A、20V 输出、Vrectified；大约225V

    在 本例中、温度-(在卷轴内部)达到 110摄氏度 、然后缓慢上升。 花了1小时

     

    案例 C： CORE ETD 34/17/11、Ae=97mm^2.

    匝数比：1：0.2：0.2 (25T：5：5T)

    材料：PC40 TDK

    5A、20V 输出、Vrectified；大约225V

    _PRI 导线： 25 T、1股24AWG x 2层(如 Keough & Wang 在 ADJ 4Q 2020的论文中所建议。 24 AWG 直径= 0.5毫米

    因此总共有2股。 DRC 约 为0.09 Ω

    -Sec：4股 AWG 24 x2层。

    因此8股24 AWG、DCR = 0.002欧姆

    间隙：在 1个磁芯的每一个桥臂上半个：12mil。 因此、间隙是"分布"的、不是 xmfr 中心柱28.8密耳的大捆扎空间！

    绕组非常接近 STAN ZUREK 的论文《  降低接近效应损耗的定性 FEM 分析》

    他发现最小化层是关键-最佳选择是1P-1S-1P、每个 PRI 都完全缠绕在长线型上 、因此核心 ETD34/17

    在 本例中、温度-(在卷轴内部)达到 110摄氏度 、然后缓慢上升。 花了1小时

    如果我们在 CC 负载为3.5安培的情况下运行该内核、则温度将保持在90°C 左右

    我们没有发现温升大幅降低。

    实际上、在我们的案例中、直流偏置也不明显。  

    这需要"鉴定"、因为线圈上单独的直流偏置有什么作用？ 不存在导致感应的 dB/dt。 他们应该通过说直流偏置将 dBac 向上移动来限定它-从而使 Bmax 高于法拉第定律计算出的仅 dB。  

    因此、40T-8T-8-t 的 xmfr 会有所不同。 但它没有、其他参数几乎保持不变。

    但必须有一种方法将磁芯温度保持在70度左右(高于环境温度30度的上升)。

    我怀疑 dB/dt 可能起作用；因为我们在初级开关中使用 GaN。 NV6117兼有。

    或者随附 的 Boyorovic 集团的论文是否已经过时？ 我们的搭接方式几乎是他们建议的-平行于线圈和正交。  但是，即使是这样，我也怀疑会导致任何显著的温度降低。

    如果此“USB D”PD 或充电器是便携式的，则我们无法在135-140摄氏度的条件下进行熔炉类型的活动！

    急切地等待您的评论。

    e2e.ti.com/.../AC_5F00_LOSS_5F00_REDUCTION_5F00_BOROYVIC.pdf

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    TI__Guru**** 651100 points
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    您好 Robin、  

    很抱歉我的回复延迟了。  

    这里有很多情况和变化、 但经过大量努力、我认为三是对 ADJ 2020案例 A 的 Keogh 和 Wang 论文中的绕组结构的误解。 如果是、这种误解似乎也传播到了其他案例中。  

    对于情况 A、您提到有25个初级匝 数"2股33AWG x 2层"和"...4股总匝数"。  我的理解 是、对于内部初级 绕组、您有25个双相绕组匝、对于并联式外部初级绕组、您有另外25个双相绕组匝。  Keogh 和 Wang 白皮书中的图3 (a)显示初级绕组是串联的、内层为1/2绕组、外层为21/2绕组。  这是分离初级绕组"夹在"次级绕组的正常结构。  串联连接可确保两个1/2绕组承载相同的净电流。  

    并联绕初级绕组不能保证内部电流和外部电流相等、因此 R 损耗不能由每匝"4股总电阻"决定。  在极端情况   下、所有初级电流可能仅流入外部绕组、因此电阻值的两倍可能是电阻值的两倍(忽略所有交流效应和每匝长度的差异)、铜损耗为预期值的8倍。  现实可能是完美共享和零共享之间的某个位置、但谁知道这两个目标的距离有多远？  

    如果我的解释 是正确的、我建议重新调整 外壳 A、使内部绕组的4滤波器33AWG (或34AWG、如果4x33AWG x 13T 不合适)转动13圈、外部初级绕组的4滤波器转动12圈、总共转动25圈。   

    此致、
    Ulrich

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    Ulrich 您好：

    同意！

    但现在、我们有一个不同的噩梦需要处理。 似乎、"电子负载"会导致各种问题(在我们昂贵的 HP 访问 caput..no 之后、从 A 世界购买便宜...)

    所有4个模块都是死区-突发死亡综合征-可能会导致 NV6117泄漏-我们正在研究它 、因为未知的导通/关断负载行为-所有 I IN SR、包括当我们耗尽 EPC2034时使用的强大400V 二极管...和150V MOSFET ...

    现在全部提供1.5ms 的漏极开关、当它关断时、输出几乎没有上升。 一段时间前、我们让它们以100W 的功率运行...

    (它不在 xmfr 损坏范围内)。

    1. 令人难以置信的情况、从蓝色变为蓝色...在我们解决 xmfr 损耗(可能是由故障负载引起的？)之前、让我们先解决这些问题。

    将报告 Asap。 适合您的时间

    R

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    您好 Robin、  

    很遗憾听到这些会干扰您的系统开发的附带问题。  
    我们随时准备在您恢复工作后提供进一步的帮助。

    同时、我将关闭此线程。  您可以稍后重新打开它、或在准备好后启动新的。

    此致、
    Ulrich  

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    Ulrich 您好：

    下面是我们找到的内容。 ATL432出现故障：我们在执行一系列故障排除步骤后找到它。

    在断电期间、除了来自负载箱的瞬态之外、并联稳压器还有什么可能发生故障？

    ATL432  深埋、周围环绕着高值电阻器、除了电源返回线(&+20V 输出)。

    目前、我们正在放弃这一包装箱、并从我们成功使用其数字范围的公司订购了另一个包装箱。

    同时：Smile！..in 一个 xmfr、这是一个试验运行、5层中有5个并联线束- 5个次要线束之间的电流差高达47%。

    不可接受。

    因此、在我们继续达到5安培之前、必须对其进行更改。

    供参考

    我们将报告更多信息...

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    您好 Robin、  

    感谢您的调试更新。   
    我祝您在变压器重新设计方面一切顺利、并期待收到更多好消息。  

    此致、
    Ulrich

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    Ulrich 您好：

    我们花了很长的路才能得到正确的 xmfr.load...测试一些关键的东西等等

    但是，在68W 时，内部温度确实达到了64摄氏度，这确实是一个非常好的情况。

    这个 xmfr 绕组是 DIY litz。 因此、我们认为我们将实现 "更好"的完成效果等

    结果它的电流为6uH lkg。 70pF Cww、LRI~95uH

    我想尝试一下。

    Lo & Wo、它很难工作、有一些典型的音频散射...我们停下来、想到了 VAC 冲击。

    但它根本不起作用。

     耗尽模式 TVS 二极管。 死了——把它拿在控制器上……在它开始努力的时候一定会发生 。

    现在、我需要在这里停止。 问题是：为什么选择电视？ 然后是控制器-由于泄漏？

    有什么背景？

    一如既往地欣赏您的启发性评论。

    -r

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    Ulrich 您好：

    我错过了另一个重大故障：我们现在有一 个 BSC110N150 D2PAK SR、因为现在由于在 Maula 装配中遇到困难、我们不使用 EPC2034。

     泄漏电流为6.4uH 时失败的 Xmfr。

    我注意到、任何在某些异常运行模式下具有转速恢复功能的 MOSFET 都会失败。  

    我怀疑这是由于 SR 漏极处的负向转换期间耗散过大。

    我认为在这里添加这份失败报告是很重要的。

    R

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    您好 Robin、  

    很难确定导致这些故障的原因、但如果第一个故障中的能量较高、则可能会导致一个故障导致后续故障级联。  故障是由于其中一个组件上存在过载、例如尖峰电压过高、电流过高、温度过高。  

    系统电路中的变化可能改变了其中一个器件以前承受的应力大小。  

    使用重新设计的变压器时、漏电感会增加。 ACF 拓扑旨在 使用钳位电容器和次级侧谐振电容将泄漏能量谐振到输出端。  随着 Llk 的变化、谐振频率会发生变化、 因此、如果也没有调整 Clamp 和 Cres 来将谐振保持在之前的降级时间内、那么所有多余的能量都有可能无法传输、并且剩余能量足以在晶体管上中断。  可能会开始链条反应。  

    将输出整流器从 eGaN 更改为 Si 也会增加开关节点电容。  需要评估所有电路变化对 ACF 拓扑的影响。  基本而言、如果您更改一个东西、您通常需要更改其他一些东西以适应第一次更改的效果。  

    我不知道为什么 DEpl-FET 及其 TVS 会死亡... 但每一个国家都将看到它所能维持的能力之外的过度压力。  由于部件故障太多、很难先推测出故障部件、然后为其余部件设置过载。  

    我建议使用 Excel 工具根据所使用的新组件重新计算所有参数。  

    此致、
    Ulrich   

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    Ulrich 您好：

    明白了：Thnx。

    我们将查找您提到的每个项目。

    在大多数情况下、我们可以非常快速地找到发生故障的位置-主要是因为当今的组装错误。

    但是、在应该是你的工作马的板上、这是不可能的。

    我们会发现-时间和神经问题！

    Thnx 很多

    -r