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[参考译文] PMP22557:将设计更改为5V 输出

Guru**** 1129500 points
Other Parts Discussed in Thread: PMP22557, UCC28730
请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/tools/simulation-hardware-system-design-tools-group/sim-hw-system-design/f/simulation-hardware-system-design-tools-forum/970023/pmp22557-change-the-design-to-5v-output

器件型号:PMP22557
主题中讨论的其他器件: UCC28730

我的设计输入电压范围为70V~120V、输出预期为5V、负载约为50mA、 适用于汽车

1、    PMP22557的70~120V 输入是否正常

2.是否可以将 PMP22557更改为5V 输出? 如何更改

3.我看到 UCC28730适用于反激式控制器,但看起来 PMP22557不是设计为反激式,这是否正常?

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    您好、Rick、

    我可以为您提供建议的组件更改、以便为您的应用修改 PMP22557。

    我的设计输入电压范围为70V~120V、输出预期为5V、负载约为50mA、 适用于汽车

    1、    PMP22557的70~120V 输入是否正常


    是的、此设计"浮动"了开关节点上的 UCC28730控制器、在此应用中可轻松承受120Vdc。

    2.是否可以将 PMP22557更改为 5V 输出? 如何更改


    控制器只能以 DCM 模式运行。 要更改规格的设计、我建议对 PMP22557进行以下更改:

    1) 1) L1 > 120uH、因此我建议使用150uH。 电感器值必须增大、因为输出功率要小得多。 预期的 IPEAK = 0.3A 且 IRMS = 0.1A、因此选择了合适的额定电感器。

    2) 2) R6 < 3.2欧姆、以防止撞击 OC、因此我建议使用最大2.5欧姆 IRMS ~ 26mA、因此0603或0805就足够了。

    3) 3) Q1正常工作、但对于这种低输出功率而言是超限的。 导通和开关损耗应非常低。 如果您更改 FET、具有1 Ω Rdson 的 FET 应该不会出现问题。 选择栅极电荷非常低(10nC 或更低)且额定输入电压大于最大值的 FET

    4) C4应大于50uF 且 ESR<0.1欧姆。 一个100uF 的铝(低 ESR)应该是好的。

    5) 5)建议 C1 = 10uF 最小值。 我建议保持25V 额定值、以考虑因直流偏置而导致的电容降低。

    6) R1 = 200k (这也会设置启动电压)

    7) 7) R2 = 845k

    8) R8 + R9 ~ 30K。 您可以在此处使用一个电阻器、而不是两个电阻器的总值也会设置转换器的开启/关闭电平。

    9) R7 = 7.50k。 这是一个预加载、用于防止 Vout 在空载时增大。

    10) R5 ~ 4.2k。

    3.我看到 UCC28730 适用于反激式控制器,但看起来 PMP22557 不是设计为反激式,这是否正常?


    由于控制器的 GND 引脚位于开关节点上、因此所有控制信号都以 Vin 或 GND (实际上为-0.7V)为基准。 HV 引脚可轻松承受启动时的输入电压。 但一旦运行、内部 HV FET 关闭、偏置电源通过 D1 + D2从输出电压获取、以便为 C1充电(当 Q1关闭时、D3导通)。 通过 D2/R1/R2保持(感测)调节。 D2正向压降通常与 D3正向压降相抵消。 VS 感测输出并控制 PWM。 VS 引脚非常敏感、不应探测、因为它会影响调节。 建议使用与 PMP22557类似的 PCB 布局。  

    此致、

    John Betten

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    您好、John、

    非常感谢详细的指导和解释。

    我想再确认一个问题,因为这是电池供电,所以待机功耗将非常敏感,那么,什么是待机功耗?  是否还可以提供 SPICE 模型来对新变化进行仿真?

    非常感谢

    Rick

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    您好、Rick、

    根据 PMP22557设计、空载输入功率和输入电流的测量值如下(Vout = 12.2V):

    引脚=23mW、Iin = 381uA、(Vin = 60Vdc)

    引脚=29mW、Iin = 319uA、(Vin = 90Vdc)

    引脚=37mW、Iin = 304uA、(Vin = 120Vdc)

    请记住、转换器正在运行、输出稳压至12.2V。 输出端有一个10K '预载'电阻器、仅耗散~15mW、因此实际转换器功率要求约为上述值的1/2。 但是、预载会限制无负载时的输出电压上升、实际值应在测试期间确定。

    我没有用于此电路的 PSPICE 模型、但您可以从下面的链接免费下载"PSPICE for TI"。 库中有一个 UCC28730控制器的瞬态模型。

    此致、

    John Betten

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    明白了,谢谢 John

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    尊敬的 John:

    我仍然不太清楚将 Vin 作为参考。  启动时,控制器由 HV (Vin)供电,但 GND 引脚4未与 Vin 的基准 GND 连接(NMOS 在启动时关闭),因此没有返回路径,控制器如何工作,您能更详细地解释一下,我以前从未见过这样的设计

    非常感谢您

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    您好、Rick、

    有关控制器操作的信息、请参阅 UCC28730数据表。 第7.3.7/8段并详细说明了控制器的启动行为。 该器件有许多工作模式或状态。 在此特定应用中、开关节点上的 GND 悬空且 FET 最初处于关断状态、从 Vin 到 GND 的返回路径如下:VIN 到 HV、后者将电流拉入 VDD 电容器以对其充电。 VS 最初在内部短接至 GND 引脚。 然后、返回电流通过 R1 (分压器的顶部电阻器) R8/R9进入 Cout 返回到输入 GND。 如果 Cout 被充电、这会将转换器的启动电压偏移到更高的电压。 在该应用中、会监控 R1 (和 R8/R9)两端的电压以确定启动电压。 控制器运行且转换器处于稳压状态后、电流源从225uA 降至80uA、从而降低控制器的关断电压。 控制器以 CC 模式启动、详情如下。

    希望这对您有所帮助。

    7.3.7启动操作
    内部高电压启动开关、通过 HV 引脚连接到大容量电容电压(VBULK)、
    为 VDD 电容器充电。 该 μA 开关的功能与电流源类似、通常提供250 μ A 电流
    为 VDD 电容器充电。 当 VVDD 达到21V UVLO 开启阈值时、将启用控制器
    转换器开始开关、启动开关关闭。
    在初始导通时、输出电容器通常处于完全放电状态。 前4个开关周期电流峰值
    限制为 IPP (最小值)、以在有限的电力输送情况下监控任何初始输入或输出故障。 之后4.
    周期、如果在 VS 时采样的电压小于1.32V、则控制器将以特殊启动模式运行。 在这里
    模式下、每个开关周期的初级电流峰值振幅被限制在大约0.67 x IPP (max)和
    DMAGCC 从0.432增加到0.650。 启动期间对 IPP (max)和 DMAGCC 的这些修改可实现高频率
    在退磁电压较低时、输出电容器充电以避免可闻噪声。
    一旦采样的 VS 电压超过1.36V、DMAGCC 将恢复为0.432和初级电流峰值
    恢复为 IPP (max)。 当输出电容器充电时、转换器以 CC 模式运行以保持
    恒定的输出电流、直到输出电压进入调节状态。 此后、控制器会对情况做出响应
    控制律所规定的那样。 达到输出调节的时间由 VDD 电容器的时间组成
    对 VVDD (on)充电加上输出电容器充电的时间。

    7.3.8故障保护
    UCC28730提供全面的故障保护。 保护功能包括:
    输出过压
    2.输入欠压
    3.内部过热
    4.一次侧过流故障
    5. CS 引脚故障
    6. Vs 引脚故障
    UVLO 复位和重启序列适用于所有故障保护事件。
    输出过压功能由 VS 引脚上的电压反馈决定。 如果 VS 的电压采样
    连续三个开关周期超过4.6V 时、器件会停止开关和内部电流
    功耗变为 IFAULT、它将 VDD 电容器放电至 UVLO 关断阈值。 之后、是
    器件返回到启动状态、并随后执行启动序列。
    MOSFET 导通期间流入 VS 引脚的电流决定了线路输入的运行电压和停止电压。 而
    VS 引脚钳位接近 GND 在 MOSFET 导通期间、通过 RS1的电流被监控以确定
    VBULK 采样。 运行阈值和停止阈值之间的宽距离可实现干净的启动和关断
    具有线路电压的电源。 μA 电流阈值为225 μ A、μA 电流阈值为80 μ A。 。
    在启动时运行的输入交流电压始终与整流线路的峰值电压相对应、因为存在
    启动前 CBULK 上无负载。 自最小 VBULK 以来、要停止的交流输入电压随负载而变化
    具体取决于 CBULK 的负载和值。 在最大负载时、停止电压接近运行电压、
    但在空载条件下、停止电压可能约为运行电压的1/3。
    UCC28730始终采用逐周期初级峰值电流控制。 的正常工作范围
    CS 引脚为0.74V 至0.249V。如果 CS 引脚在前缘之后达到1.5V、则会产生额外的保护
    连续三个周期的消隐间隔、这会导致 UVLO 复位和重启序列。
    通常在初始启动时、前四个功率周期的初级电流峰值电平被限制为
    最小 VCST (最小值)。 μs CS 输入短路或保持低电平、从而使 VCST (最小值)电平在4 μ s 导通时间内未达到
    在第一个周期中、CS 输入假定短路接地、故障保护功能会导致 UVLO
    复位和重新启动序列。 同样、如果 CS 输入开路、内部电压会被上拉至1.5V 三倍
    连续的开关周期和故障保护功能会导致 UVLO 复位和重启序列。
    内部过热保护阈值为165°C 如果结温达到该阈值、
    该器件启动 UVLO 复位周期。 如果在 UVLO 周期结束时温度仍然很高
    重复保护循环。
    VS 引脚上的组件发生故障时会提供保护功能。 如果反馈信息完全丢失
    在 VS 引脚上、控制器停止开关并重新启动。