[FAQ] INA190: 偏移 (Vos) 和偏置电流 (IB) 如何影响低电流测量

在检测电流（或通常使用放大器）时，需要考虑多个误差源，例如 CMR、PSR、噪声、增益误差和失调电压漂移，但两个器件属性（输入偏置电流 (I_B) 和输入失调电压 (V_OS)）对于直流精度至关重要，尤其是在低电流应用中。在这两个误差源中，对于使用电流分流监控器(CSM)的低电流应用中*，主要误差源通常为 I_B。

考虑 V_os 误差

• 限制可测量的最小 V_SHUNT
• V_os 被建模为非反相端子上的正电压源。
• 数据表中的 V_os 通常将输入短接在一起 (V_SENSE= 0) 以测量的输出来表示。
• V_os 误差 %：e_Vos = V_{os_max}/V_{shunt_min} × 100            （公式 1）

图 1：典型的高侧电流检测应用，已建模 CSM 的 Vos

请记住，由于 CMR 限制，V_os 将随共模电压 (VCM) 的不同而变化。VCM 被定义为两个输入引脚共用的平均电压，但对于此分析，由于分流电压较小，因此近似为 V_BUS。您可以将以下参考设计中所示的完整误差分析为例了解如何计算此误差，当然也可以观看我们的电流检测放大器培训视频系列。

总体来说，V_os 越高，V_{SHUNT_MIN} 就需要越高，这样才能满足某些最小电流的误差要求。这意味着您可以增大 R_SHUNT（尽管存在成本、功耗和布板空间方面的劣势），或选择 V_os 较低的器件。此外，您还可以执行单点系统校准来校准特定器件的失调。这需要测量器件的失调，将该值存储在存储器中，并在将输出测量值转换为电流值时减去该值。这是可能的，因为在类似条件（温度、功率、V_cm 等）下，单个器件的失调将保持不变

考虑 I_B 误差

• 直接限制最小可测量电流（即 I_SENSE）。
• 在实现输入 PI 滤波器时限制电阻器值。请访问此处了解更多信息。
• 与 I_Q 一起对功耗产生影响。
• I_B+ 和 I_B- 被建模为放大器中的电流源，I_OS 是它们之间的差异。
• 数据表中的 I_B 通常将输入短接在一起 (V_SENSE= 0) 来表示。
• e_IB= I_B × R_SHUNT/V_{SHUNT_MIN_IDEAL} × 100 = I_B / I_{SENSE_MIN} × 100          （公式 2）

图 2：典型的高侧电流检测应用，已建模 CSM 的 Ib

虽然很容易计算 e_Ib，但您实际尝试测量的电流将决定您看到的测量值是高于或低于应有值。例如，如果您要采用图 2 中的高侧方案，

V_SHUNT = (I_SOURCE - I_B+)×R_SHUNT  =  (I_LOAD + I_B-)×R_SHUNT

因此根据此公式，如果 I_B >0，I_SOURCE 测量值将低于实际 I_SOURCE 值，I_LOAD 测量值将高于实际 I_LOAD 值。

与 V_os 类似，I_B 也可能随 V_cm 而异。例如，在 INA240 数据表中，I_B 与 V_cm 的关系图（参见图 3）如以下所示，可让您了解设计人员对各个 V_cm 的 I_B 的预期，即使在器件断电时也是如此。

图 3：大多数数据表 IB 规格是在共模电压大于电源电压时定义的。

另请注意，IB 将随输入电压 V_SHUNT (V_diff) 而变化，请参见下面图 4 中 INA240 的 IB 行为与 V_diff。此行为主要由器件的差分输入阻抗决定。在某个点，IB- 可能会在 V_diff 为正时为负，但这将发生在器件的动态范围之外。 

图 4：IB+ 和 IB- 如何随 VDIFF 的增大而变化

好的，最后…我们来展示一下这些误差在低电流应用中的表现。假设我们希望使用由 5V 电源供电的 INA240，在 12V 共模下检测 250µA 至 1mA 的高侧电流。 

紧接着，使用公式 2，我们可以快速计算仅 I_B（典型值为 90µA）在检测 250µA 时会产生大约 36% 的误差，在检测 1mA 时会产生 9% 的误差。假设此误差可接受，您可能会确定最优的 R_SHUNT 应介于 5Ω 和 25Ω 之间。我们在理论上使用图 4 中的 I_B 值以及 5Ω 和 25Ω 的分流电阻器来计算数字。结果见表 1。

表 1：确定低电流范围的误差和输出电压以及两个不同的分流电阻值。绿色电压输出表示 VOUT 处于输出摆幅范围内，红色表示值超出输出摆幅范围。

很显然，无论 R_SHUNT 值为何，I_B 都是主要误差源。如果您增大 R_SHUNT，则不仅会根据图 4 增加 V_DIFF 和 I_B，而且会开始失去动态范围，因为您的 V_OUT 不能超过 5V。如果您降低 R_SHUNT，e_Vos 将开始导致总误差。

如果我们需要更低的误差，该怎么办？

备选方案 1 – 选择 I_B 更低的 CSM（提示：INA190）

INA240 因其增强型 CMR 抑制功能，因此更适合直列式电机控制。表 2 中列出了其他电流传感器。请注意 INA190，它的 I_B 比所有其他器件低三个数量级。这是因为它具有电容耦合输入级，从而提供更高的输入差分阻抗。

表 2：根据典型 I_B 排序的电流检测放大器

另请查看 TI 在下面提供的低电流测量设计。

TIPD135 - 10uA-100mA、0.05% 误差、高侧电流检测解决方案参考设计

TIPD156 - 低漂移双向单电源低侧电流传感参考设计

TIPD104 - 电流检测解决方案，10uA-10mA，低侧，单电源

TIPD129 - 0-1A，单电源低侧电流检测解决方案

备选方案 2 – 实施仪表放大器

仪表放大器似乎可以完成与电流分流监控器相同的任务，甚至可以具有相同的器件名称前缀“INA”，例如 INA240（电流分流监控器）和 INA121（仪表放大器）。但是，它们不同的内部拓扑具有不同的优势。

仪表放大器具有非常高的输入阻抗，因此其偏置电流可能极低（约为 pA），但输入放大器受限于其 V_CM 与 V_OUT 关系曲线，您可以在此处根据电源和增益进行计算。另一方面，CSMS 本身可以拥有非常大的共模范围。在上一例中尝试替换仪表放大器，您将意识到只有电源大于 12V（参见下面的图 5）时，它才起作用，这会增加成本、布板空间和功耗。您可以点击此处下载该工具。

图 5：显示了共模模式下仪表放大器的轨限制

备选方案 3 – 使用运算放大器 (OPA) 实施低侧电流检测方案

这将需要一个具有真正轨至轨输入 (RRI) 共模范围的放大器，除非设计人员授予此 OPA 负电源，这将增加成本和布板空间。虽然您当然可以选择一个具有低 I_B、低 V_OS 和较好 GBW 的 RRI 放大器，但您应该预料到增精度降低、 I_Q更高、漂移增加、外部电阻器的布板空间/成本增加，并且接地电势不再是 0V。此外，低侧电流分流方案无法确定地区分在被检测到对地短路时是系统被断电还是总线供电存在故障条件。在这两种情况下，OPA 将读取零电流条件 (V_DIFF = 0V)。