[参考译文] THS3061：确定增益值的反馈电阻器值

您好 Jason、

最好分析电路的噪声增益并相应地选择电阻器值。

Kai

尊敬的 Kai：

感谢你的答复。 如果我需要您的帮助、如何将数据表中所示的输入噪声密度模型应用于我的模型电路？ 将它们的模型与我的电路进行比较、一些组件似乎大致等效(例如、考虑所有与反馈电阻器并联的输入电阻器以代替 Rg)、 但是、我在如何结合其他参数方面稍有迷路、例如在电路布局的情况下、Rs 项。 方程式中显示的4kTR 似乎是与每个电阻器相关的热电压噪声(在本例中为 Rs、给出 S 上标)。 这只是使用电阻器值、玻尔兹曼常数和开尔文温度的简单问题吗？ 在某些方面、公式看起来很简单、但我只想确保。  

您的目标是正确的、但如果您确实需要具有多个源的200MHz 频率、您可能会改为使用 OPA695 -+/-5V 电源、但开始速度要快得多。 您是否具有您可以驱动的最小输入 R、100欧姆是否可以、  

Kai 关于噪声增益的评论采用2阶、这里的 CFA、反馈互阻抗是 RF+Ri*NG、其中 Ri 是反相输入 R

我想我将讨论内容放在 OPA695数据表的背面。  

感谢您的回复。 遗憾的是、由于我的项目限制、目前无法使用 OPA695。 在我最坏的设计情形中、电源需要为+10/-10或更高才能处理电压。 将运算放大器限制在+5/-5伏最有可能在输出达到 VCC/VEE 时导致饱和。 我没有最低输入电阻要求、只要它不是太低、就会导致不必要的失真。

我不确定我是否做得正确、但让我大致向您展示我要实现的目标。 下面是我希望实现的目标的简化版原理图。  我使用这些电阻器值运行了一个粗略的 SPICE 仿真、以从最右侧的运算放大器获得所需的输出。 电阻器值来计算电流。 这会导致每个运算放大器的(绝对)增益范围为1.4至2。 因此、这就是它们都具有与数据表相同的反馈电阻器的原因。 分别查看每个运算放大器以进行噪声计算、按照公式并在每个输入节点上使用等效电阻(我通过将进入每个电阻器的输入短接至接地并获取等效电阻来实现此目的)、 我以某种方式最终得到了9.16nV/sqrt (Hz)的最大输入噪声密度。 对于等效输出噪声、 I 结束时的最大值为17nV/sqrt (Hz)。 这些值来自我的电路中显示的差分运算放大器。  

有趣的是、当我使用这些值在 LTSPICE 中运行噪声仿真时、我看到对于输出、我具有随着频率升高而降低的高噪声密度。 我的测试方法可能并不完美、因为我不熟悉噪声分析、但我看到右上角的 OA5在低频时的噪声密度为255 uV/sqrt (Hz)、下降到36 uV/sqrt (Hz)。 考虑到我的手算是如何使其处于毫微伏范围内的、这让我很好奇。 随着增益随 Cfa 增大、反馈电阻器值减小。 如果较低的电阻器值会降低总体噪声密度、那么为什么不只使用建议的最低电阻器值(在本例中为200欧姆)并使用较低的增益结果？

早上 Jason、  

因此、CFA 的反相加法设计包括 ZOPT 计算、该计算尝试调节 R 以求解标称正确的反馈互阻抗、从而达到巴特沃斯闭环响应- THS3061指定了一个71欧姆的开环反相输入 Ri、 根据此带宽与增益表中的计算结果、射频调整后的 ZOPT 非常接近700 Ω。 这是 Rf + Ri * NG (噪声增益)

您很幸运、我的 TINA V11具有 THS3061的库模型-看起来像一个具有非常全面 Q 模型的原始晶体管级-应该 非常好、  

下面是一个示例、4通道设计增益各为1、示例-是的、从数据表表中针对增益5优化射频= 357欧姆、可提供一个非常好的 SSBW、该增益大约为316Mhz F-3dB、在200MHz 范围内相当平坦。  

这个 ZOPT 的总体发展是在我从线性日编写的原始应用手册中、忽略过时的声明、即这里的所有器件都不再可用、但分析是正确和有用的。  

https://www.ti.com/lit/an/snoa366b/snoa366b.pdf

这是这个 TINA 文件 V9

e2e.ti.com/.../THS3061-inverting-summing.TSC

您好 Jason、

我将通过以下方式仿真 LF 噪声：

e2e.ti.com/.../jason_5F00_lf_5F00_noise_5F00_ths3061.TSC

另请参阅以下 TI 培训视频：

https://training.ti.com/ti-precision-labs-op-amps-noise-verifying-noise-model?context=1139747-1139745-14685-1138803-13844

Kai

或者、只要使用 TINA 模型运行输出噪声就会得到这种结果-我想再次提醒一下、内部噪声模型有一点偏-这是令人惊讶的糟糕、或者也许我犯了一些错误-  

这是一个反相电流噪声仿真、看起来大约是  

这是一个输入电压噪声仿真、对此不确定

您好、Michael、

THS3061的电压噪声似乎已经被充分建模。 但电流噪声似乎是平坦的1.2pA/SQRT (Hz)。

Kai

这是一个简单的1.5X 输出噪声仿真增益、不确定正在发生什么、但该噪声模型似乎不正确、不认为我们可以使用 TINA THS3061模型来进行噪声仿真。  

如果可以的话、 从我的测试中可以看出、随着反馈电阻器的增加、噪声 参数会增加、但在更高的频率下会下降。  随着反馈电阻器的降低、噪声参数也会降低、但在某个高频点、噪声会在滚降之前出现尖峰。 我在 LTSPICE 中发布了一个使用 TI SPICE 模型的简单示例。 这是一个简单的噪声建模电路、您可以在100-800欧姆范围内调整反馈电阻器以说明我的点(绿色为100欧姆、蓝色为200欧姆等)、同时其他电阻器匹配的增益为反相2倍。 我不得不说、令人沮丧的是、我得到的噪声密度为微伏级、而不是我所期望的毫微伏级。 也许是电路。

现在、作为设计人员、我可以按我想要的任何方式进行设计。 如果我想将其限制在某个带宽、我是否应该关注这些大峰值？ 看看它们在400MHz 高频下是如何发生的、而我的带宽是 200MHz、因为我不是很接近该尖峰、 所以100欧姆反馈电阻应该可以吗？ 即使在您可以看到的较高值电阻器上出现滚降、该滚降的噪声幅度也小于在相同频率下较低反馈电阻器上的噪声幅度。 感觉尖峰是由于某种程度的极点而发生的、但这是否仅在该频率下导致不稳定？

嗯、你说的一切都很有意义

增加射频会增加反相电流噪声和带宽限制的增益

2.降低射频会降低反相电流噪声的增益并导致峰值的欠补偿

正如我之前所展示的、THS3061模型的电压噪声非常高、不能将其用于噪声抑制本身。 这是一个建模错误、部件本身要低得多。  

e2e.ti.com/.../jason_5F00_ths3061.TSC

Kai

Kai、这个噪声仿真没有使用任何反馈 R -看起来不错、但不可能使用 CFA。 不知道为什么这里看起来这么好、如果我添加1k 欧姆电阻器、它会进入器件。  

因此、如果模型没有价值、也许最好只使用数据表中的建议值、但建议值低至200欧姆。 尽管幅度可能已关闭、但是否仍在相同的位置发生峰化？

说到哪一项、由于微伏太高、您认为这样的电路在毫微伏范围内有什么？ 运算放大器的电压为毫微伏、但它是否取决于电路？  

您好 Jason、

您是否注意到我在上面进行的第一个噪声仿真？

Kai

因此、交流 SSBW silms 看起来工作正常、我为您提供了一个示例5通道增益为1的最佳巴特沃斯解决方案、如果您有一个特定的设计点(多个输入、有哪些增益)、我可以运行另一个设计点。 设计完成后、可以很容易地解出总输出噪声-使用此公式、  

Kai、不确定您要讨论哪一个、但在上面、您似乎展示了一个无噪声的理想运算放大器、它在外部添加了噪声模型-是的、 这是执行输出噪声计算的好方法、但对于噪声项、它不会为您提供正确的交流响应、  

或者、您的 THS3061噪声与无反馈 R 类似、对于噪声而言似乎相当合理、但如果没有反馈 R、您无法实际操作电流反馈放大器-添加后、输出噪声会爆炸？  

如果必须使用 THS3061模型、则仅将其用于交流设计响应、然后使用输出噪声公式来估算输出点噪声。 或者、使用具有外部噪声的理想运算放大器来实现该目的、但不要太注意更高 F 时的响应形状  

此外、进一步探讨 THS3061的噪声模型问题、在这里、我尝试仅报告反相电流噪声-应该在 PA 区域、但显示 nV？ 可能是一个标记错误、但反相输入上的电流噪声显然位于 NA 区域、这说明了在使用非零射频时产生的高仿真输出噪声。 从物理上讲、这是一个相当好的部分、但仿真模型似乎需要一些抛光。