[参考译文] INA216：低于1.8V 的电流监控

您好、Carolus、

感谢你的答复。 我查看了 INA190并提出了以下问题：

我看到 INA190具有单独的 Vs 电源引脚、那么在 LDO 和负载之间连接1.5V 电压以进行电流监控时、能否为 INA190提供3V 电源？  

由于电流 I AM 监控非常低(从150uA 到10mA)、因此 Rsense 上的压降非常小(最大值为0.01V)。 因此、我可以使用1欧姆的感应电阻器来获得3mV ~ 2V 的输出电压(假设我使用的是具有200V/V 增益的 INA190A4)、并且 REF 连接到 GND 吗？  

3.在您看来，您会建议哪一项：增加 Rsense 并降低增益或减少 Rsense 并增加增益？

4、INA186是否也可用作 INA190的更便宜的替代方案？

谢谢你。

此致、

HS

您好、HS、

1.是的，你可以这样做。 请参阅数据表的第6.3节或图14。

2和3。 由于测量电流而导致的分流器上的压降应该比 INA190的输入偏移电压高几个数量级、而 INA190的输入泄漏电流应该比测量电流低几个数量级。

150µA 1R 150µA Ω 的分流器可提供 Ω 的压降。 这仅比 INA190的输入失调电压高十倍。 因此、对于我的口味而言、Rsense 有点太小。 在任何情况下、您都需要在微控制器的软件中校准 INA190的偏移误差。

另一方面、3nA 的泄漏电流比测量电流小50、000倍、看起来很理想。

您是否考虑过将 INA190置于 LDO 的输入端？ 在这里、Rsense 上的较高压降可能更耐受。

INA186具有更高的输入失调电压和输入失调电压漂移。 因此问题甚至更严重。

Kai

尊敬的 Kai：

感谢您的回复。  

150µV 1R 150µA Ω 的分流器可提供 Ω 的压降。 这仅比 INA190的输入失调电压高十倍。 因此、对于我的口味而言、Rsense 有点太小。  

>>推荐的最小比率是多少？  

2.您是否考虑过将 INA190置于 LDO 的输入端？ 在这里、Rsense 上的较高压降可能更耐受。

>>是的、我假设如果我将 INA190放置在由3V 供电的 LDO 输入上、那么我可以满足 Rsense 上1.2V 的压降。 我可以使用200R 电阻器获得最大1V 压降(5mA 负载电流)、这将是输入失调电压的2000倍？ 是这样吗？

回到 INA216、是否有计算 OUT 引脚电压的公式？ 这是否还意味着我可以使用此芯片并将其作为点2放置在 LDO 的输入端？

谢谢、此致、

HS

HS、

1.您需要为测量目的定义此参数。 比率为10：1时、这意味着失调电压会将~10%的误差注入测量。 如果这对于您需要进行的测量来说足够好、那么这是可以的。 如果您需要更高的精度、则需要将低端上测得的信号提升到可接受的水平。 完成此操作后、您需要返回并检查您的满量程范围、以确保您的上限仍在您的线性范围内。  

2. Kai 在这里是正确的。 如果您可以将测量值放置在输入侧、则无需担心 LDO 线路中分流器消耗的电压、而折衷方法只是减小了压降电压的余量。

3.电流感测放大器的理想输出由 Rshunt*ILOAD*GAIN 给出，其中 Iload 是流经分流器的测量电流。 然后、该测量会受到各种误差源的影响、例如失调电压和增益误差。 我们有 一个视频系列 、介绍各种类型的误差、以及如果您有兴趣、如何分析这些误差。

关于问题的第二部分、您是否询问您是否可以在输入侧和输出侧放置一个芯片来监控两者？ 是的，您可以执行此操作，但正如上面所讨论的，LDO 输出线路中的分流器会将 LDO 的电压信号降低一小部分(Rshunt*ILOAD)

您好、Carolus、

感谢您的回复。 这是我第一次使用电流监控芯片、因此在这里、我还想了解很多。 我打算使用 INA216 / INA186 / INA190来监控充电器消耗的电流、以确定它是否仍在充电或已充满电。

我已经使用手头的 INA216A4完成了一些测量、希望能够更好地理解。 这用于由5V 电源供电的电流范围为30uA 至60mA 的另一个电路中。  

 根据结果、  

前两个计算的 Vout 高于 Vsupply、因此测量的 Vout 保持等于 Vsupply、对吗？

2.当负载电流减小时，计算出的 Vout 低于 Vsupply，但测量的 Vout 和计算出的 Vout 之间存在一些差异，我认为这是由偏移/增益误差造成的？

因此、如果将其更改为我的预期应用、并将电流监控芯片 INA216置于 LDO 之前、其中 Vsupply = 3V；Iload = 150uA ~ 5mA；rsh=10R；  

VOUT = rsh*ILOAD*增益= 0.075 (最小 ILOAD)~ 2.5V (最大 ILOAD)、使用具有50V/V 增益的 INA216A2。 输入失调电压将是失调电压的20倍；3uA 的泄漏电流比我测得的电流小50倍。 您认为我应该使用更大的 rsh 来获得更高的比率吗？ 但这会使最大 ILOAD 时的 Vout 高于 VSUPPLY？

谢谢、此致、

HS

HS、

1.请小心操作。 正确的做法是、测量值超过电源电压、但放大器在这种情况下并不只是"输出电源"。 这里发生的情况是、您实际上达到了放大器的摆幅至轨限制、这种限制因批次而异、并且可能低至4.7V。 在设计中、您应该考虑到这个余量、就像您超过这个条件一样、放大器将饱和并以非线性方式运行。 当放大器返回线性区域时、也会有与此行为相关的恢复时间。  

2.是的、测量中会出现误差。 在满量程范围内、误差将主要由增益误差(最大0.2%)决定、在测量的下端、偏移误差将占主导地位。 其他潜在误差来源包括噪声、CMRR、PSRR、分流电阻容差、温度漂移、 等等。  

首先、我仍然不推荐这里的 INA216。 出于以上第1点所述的原因、我建议不要设计一个可将您清楚地置于放大器电源轨的设置。 使用 INA190或 INA186、器件的输入阻抗足够大、足以向下移动到 A3型号、 并将分流器升高到几百 Ωs、以获得满足低侧误差预算的满量程曲线、同时仍在高端保持线性测量 有什么想法？

感谢您的回复。  

如果我们更改为使用 INA186/INA190、则最大输出电压= Vs - 40mV = 2.96V (Vsupply = 3V)或4.96V (Vsupply = 5V)

基于这一点、我仍然看不出如何在不超过 Vout 摆幅限制的情况下将 Rsense 增大到更大的值？ 在下面、我根据10R 和100R 计算出了 Vout、并且 Vout 即使在25增益下也远远超过了上限摆幅限制？ 我是否错过了这里的东西？

谢谢、此致、

HS

HS、

很抱歉,我一般都这样说,所以让我在这里提供一些补充的情况。 正确、因为 A3不够远。 我认为 A1可能是这里最好的选择。 原因如下：

首先、我对 INA186/INA190的建议不是针对曲线的高端、而是针对低端 这是一个非常大的电流范围，您可以在这里看到：满量程与最小输入的比率为10mA/30uA = 333.333。 通常情况下、挑战是、当您尝试测量如此宽的范围时、一旦您在该范围的顶端设计出足以进行饱和规划的分流器、 与失调电流和输入偏置电流相比、低端上由该分流器生成的信号实际上是低端上的噪声。 INA190的偏置电流在 nA/PA 范围内、因此在测量的这一端、该器件非常适合提供帮助。  

接下来、在这些情况下、它有助于在前端保持尽可能多的感应电压、因为更多的感应范围意味着器件测量前端输入的能力提高 这意味着、对于这样的更宽 FSR、更小增益器件很有用。 那么、让我们一直跳到底部并检查 A1型号。

对于 INA190的 A1型号、对于5V (4.96V 摆幅)的 Vs、前端上的输入感测范围为4.96V/25 =.1984V。 然后、对于范围的顶端、为了实现这个输入、我们需要一个0.1984V/.01A = 19.84Ω Ω 的分流器。 显然、这不是一个标准值电阻器、因此我们需要向下移动到下一个标准值并失去一小部分范围、或者移动到20Ω Ω、并且在最坏的输入条件下可能存在饱和风险。 为了便于计算、我将使用20Ω μ s。  

使用该值、我们现在可以查看曲线的下端。 对于该分流器、30uA 时产生的感应电压为30uA*20= 600uV、将其与最坏情况下的输入失调电压(15uV)进行比较、则曲线下端偏移引起的误差约为2.5%、 这将是曲线这一侧的主要误差源。 在此级别、PSRR 将是另一个重要的因素、因为 Vos 是在1.8V 下捕获的、并且电源也会增加几微伏。 此处生成的误差曲线在曲线的底部显示了约5%的误差、并在信号下降到<1%时快速收敛。 请注意、对于下面的曲线、我已截断至2mA 以上、因为该曲线已明显收敛到.27%、我们希望在后端看到更好的粒度 ：

这种误差是否足够？

您好、Carolus、

感谢您的澄清和解释。 根据您的解释、我将计算更新如下：

因此、考虑到偏移误差低于1%、我认为这应该适用于 INA186？

在前面的讨论中、我们讨论了当输出电压远高于 Vsupply 时放大器饱和并进入非线性区域的情况。 因此，我想知道，如果以上述设置为例，如果我的最大 ILOAD =60mA，我的 Vout =0.06*39*25=58.5V。 这会损坏 INA 芯片组、还是会有 Vout 输出电压高于5V 的可能性？ 有关过载的规范中的 Secton 7.4.4、但我不确定时间故障事件意味着什么？  

谢谢、此致、

HS

您好、Carolus、

是的、我已将 Vs 更改为5V、以具有更大的输出电压范围、因为我很可能会在系统中使用5V 电源、如果这样做、我会恢复到3V 并相应地调整 rsh。 到目前为止、我仍然不确定我的精度是多少、因为我还没有锁定使用的 ADC。 讨论时、假设 ADC 的电压范围为2V、则每步长为0.5mV。 那么、这是输入偏移误差+PSRR 的~10倍(INA190)或~4.4倍(INA186)？ 这是否足够好？

还有一个问题、如果我的应用具有宽电流范围、但我更感兴趣的是仅在低端进行电流检测、 当它超过特定负载电流时(Vout 保持在高于该负载电流的 Vout fs 上)、我可以增大增益或 rsh、以便为我的 ADC 读数获得更好/更宽的 Vout 增量吗？ 由于从最大负载到最小负载的电流变化是渐进的(以分钟为单位)、因此它将为放大器提供时间以使其恢复线性运行、并在低电流范围内提供更好的读数。 我的假设是否正确、或者我是否需要考虑其他因素？

谢谢、此致、

HS

HS、

在 ADC 端、ADC 只是量化放大器的输出、因此我在这里不会看到偏移比是个问题、因为您已经确定了 CSA 设计中的误差特性。 量化测量的总误差将是放大器中确定的误差加上 ADC 本身产生的任何误差。  

在您的第二个问题中、只要输入端产生的感应电压不超过器件的绝对最大额定值、并且您的系统可以在恢复到线性行为时接受延迟响应、这一点就很好了。 我建议在工作台上测试过驱器件、以了解恢复行为和影响。