最近、我执行降压转换器的电压模式
这是 LC 的波特图
在高频时 、我可以看到两个零点
但当我测量 GVD 的波特图时
两个零点变为一个零
我认为我的运算放大器带宽不够大、如果我想看到两个零点、比如 LC、我应该如何选择 OPA
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您在 L-C 滤波器开关节点至 VOUT (功率级增益)中看到的高频零点是输出电容器的 ESR 零点。
在频率1/(2 x Pi x ESR x C)时、电容器停止像电容器一样反应、并开始像电阻器一样反应、这会在功率级传递函数中创建一个零点、以消除电容器能量存储引入的极点。
这不是放大器带宽不足的结果、而是输出电容器的频率特性。
在足够高的频率下、在输出电容器"自谐振频率"之上、电容器的 ESL 将开始占主导地位、传递函数将从单极响应变为零极响应、并在功率电感器和电容器的 ESL 之间使用电感分压器。
在更高的频率下、电感器的自谐振频率、电感器的绕组间电容会开始主导电感器的能量存储、而功率级的响应将在增益上升时成为单零响应、 但在使用网络分析器时很少看到这些、因为人们很少将其网络分析器运行到这些高频率。
在补偿设计中、通常放置两个高频极点之一(从 VOUT 到 FB 的串联电阻器位于 R-C 中、或从 FB 到 COMP 的小型电容器) 在输出电容器的 ESR 零点处、以抵消 ESR 零点、并在功率级的传递函数从双极 L-C 或单极 L-ESR 滤波器移位时保持环路响应滚降。
您的补偿环路具有一个与 R3串联的来自 C3的大约50kHz 的极点、用于屏蔽功率级的零点。
您在原点(R1至 C1)有一个积分器极点、2个极点来自 L-C 滤波器、请在50kHz 时补偿极点与 R3串联。 共4个极点
您有两个来自补偿的零(R1上的 C3和 C2上的 R2)加上120uF 电容器的 ESR 的零、总共为3个零、因此我们预计整个环路会出现1极滚降。
是的、网络分析器在大约100kHz 时显示2个零、相位上升180度、增益高于100kHz 时为0dB/十倍频、而120uF 输出电容器的自谐振频率可能为 更有可能是测量功率级增益的测量伪影。
如何测量网络分析器的开关节点电压以测量开关到 Vout 的传递函数?
您的测量是否具有100kHz 的极点频率来对开关节点求平均值? 这将为网络分析器的测量增加一个零点。
我们通常建议测量控制输入(COMP 引脚)到输出、而不是对开关节点测量取平均值。 包括调制器增益和 L-C 功率级增益、但无需在开关节点上使用滤波器。
您说过您将电感器和电容器取下、然后对其进行测量。 在将它们从电路板上取下后、您是如何连接它们的? 您是否将导线焊接到组件上?
电感为5uH 且衰减为-50dB 时,与 L-C 串联只需16nH (5.0uH/10^(50/20))即可创建双零点,因为 Cout 电容由寄生电感决定。 PCB 接地平面会有很多电感、但如果您移除组件并在外部测量它们、并将它们与导线连接、则16nH 的寄生电感并不不合理。
您可以通过更改连接或将 L-C 留在 PCB 上并移除 FET 而不是 L-C 来测试这一点、以便在最终测量中保留来自 PCB 的迹线寄生效应。 或者、您可以尝试使用宽、扁平的铜编织物代替圆形导线、在其下方放置一个薄绝缘体、并将其焊接到宽接地层以限制寄生电感。
COMP 是 TPS430000误差放大器的输出、误差放大器的带宽不是 COMP 到 VOUT 环路测量的一部分。
COMP 到 VOUT 的测量是 PWM 调制器、功率 FET 和 L-C 滤波器。 误差放大器为通道 A 测量提供驱动信号。 当测量信号变得太小时、波特图会产生噪声。 TPS43000中的误差放大器具有5MHz 的增益带宽、因此在100kHz 时具有+34dB 的增益
误差放大器周围的补偿组件配置为从 VOUT 到 COMP 24dB 的增益、放大器具有10dB 的余量、其带宽不会限制您的测量、也不会在 COMP 到 VOUT 环路中添加额外的极点。 您可以通过将"输入"探头放置在输出电压上、将"输出"探头放置在 COMP 引脚上、来测量电路中的补偿误差放大器。
您能否共享输出电压纹波的示波器波形?
^ LC 滤波器在100kHz - 1MHz 时具有-50dB 的增益和零相移、则6.5V 输入的输出纹波电压将是20mV 方波(6.5V/10 μ s (2.5) = 20mV)。 另一方面、如果 L-C 滤波器具有从100kHz 到1MHz 的单极滚降、我们预计看到的锯齿大约为2mV
现在、如果您的电路板上确实具有16nH 的寄生电感、或许我可以帮助您改进布局以对此进行补偿。
您的网络分析器是否具有与输入和输出探针分离的交流注入?
您能否分享测试板/设置的图片?
您可以共享布局吗?
我没有布局、因为我从 DigiKey 购买了这款电路板
这是 TI 文件
我还测量系统波特图 结果、如数据表所述
信号从 TP5和 TP6注入
输入探针 TP6
输出探针 TP5
系统的波特图就像它是非常有线的
e2e.ti.com/.../1_2D00_MHz_2C00_-3.3_2D00_V-High-Efficiency-Synchronous-Buck-Converter.pdf
TPS43000 EVM 的布局位于您链接的用户指南的第10页和第11页。
在 TP5和 TP6之间注入并在 TP5至 TP6之间进行测量是测量整个环路的正确过程。 当您通过 L-C 谐振时、测量值会受到影响、这可能是因为注入电平足够高、导致环路变为非线性、这可能是因为电感器电流变为负值、或者尝试在输出电容器上强制施加正弦波时达到电流限值。 您可以尝试降低注入电平以减小所需的电流、并尝试保持环路线性。
奇怪的是、正如我们在原始 EVM 上测量的那样、L-C 谐振似乎大约为1.5kHz、而不是6kHz。 您是否有可能在输出端具有额外的电容? L-C 谐振应在6kHz 左右、使其降至1kHz 将需要大量额外的电容。 添加的电容还会解释为什么100kHz 时的增益为-30dB 而不是-20dB。
但是、当您在没有误差放大器的情况下测量 L-C 传递函数时、
您是如何连接交流注入源的?
您是否将 BNC 连接器焊接到电路板上? 用夹子或电线连接它? 您能在第10页的布局上画什么位置吗?
您是如何连接输入和输出探头的?
您能描述一下这些连接吗? 接地端连接在何处?
您提供的详细信息越多、我就越能提供帮助。
您可以尝试如下设置:
确保输入和输出探针连接到 PCB、而不是将注入信号传输到 PCB 的导线、并且输入和输出探针均通过 C9接地。 将一些感应导线焊接到 PCB、以确保来自交流注入源的强制线路不会与感应线路共用阻抗。
您是否有可能在输出端具有额外的电容?
不、 电容器仅为两个用户手册、我不会在电路板上添加其他电容器、仅添加 C8和 C9
您是如何连接交流注入源的?
抱歉、我在取下 L 和 C 并进行测量之前说了一些错误、但我不在电路板上进行测量。
有必要测量 电路板上的 L 和 C? 当我连接 L C 时、连接的导线非常短
我使用阻抗分析器 测量 L 和 C、因此我认为双零点是由 L 和 C 引起的、而不是由导线引起的。
我 购买该板、我将来自 TP5 TP6的信号注入到信号电平低或高我也尝试过它、但系统波特图是连接 的、该补偿器是原始的。
当我仅使用 KP 补偿器而不是 typeIII 时、双极点位于 大约6kHz 的位置
原始补偿 器设计是否可能 存在一些问题?
如前所述、L-C 在高频下的环路增益和相位特性在很大程度上取决于寄生效应、尤其是电感。 从电路板上移除 L 和 C 并将其与导线相连、以便使用阻抗分析器测量其传递函数、这很容易增加16nH 的电感。 一般而言、每毫米的总长度大约增加2nH。
这也可能是您的单独 L-C 测量显示 L-C 谐振频率 约为2.3kHz 的原因。
我看不到原始补偿器设计有任何问题。
评估板似乎按预期工作。 如果您正在使用 TPS43000设计电源解决方案、并且您有疑问、我可以提供一些支持、但您最初对 TPS43000环路响应和误差放大器的问题已经解决。
导致 L-C 谐振漂移的电感增加了16nH、但通常会产生额外的寄生效应。
在评估板 PCB 上和负载下、功率级测量结果显示、6kHz 时的高 Q 值极轻阻尼 L-C 谐振(用户指南第7页的图2)。 在较低的外部负载下、或随着有线连接的寄生效应增加、由于阻尼因数、Q 更低、谐振频率也更低。
这就是为什么我们看到 阻抗分析仪的阻尼功率级测量以及 COMP 到 VOUT 测量值与用户指南 COMP 到 VOUT 传输函数的比较、该测量 值是在3.3V 输出上的5A 负载电流下获取的。
您可以在输出端添加一个10W 1欧姆电阻器、并重复 COMP 到输出传递函数或全环路带宽。 我建议在测量全环路带宽时将注入电平设置为6或12MV。 您只需要足够 的交流注入即可生成 平滑的图、从而更大限度地降低使用 负电感器电流驱动非线性环路或达到电流限制的风险。