[参考译文] INA240：A2 Ref1+2 RVRR 2uV/v

您好 BP101、

我们正在研究问题。  我将在实验室中运行一些测试、看看我是否可以复制您获得的某些结果、但这可能需要一整天左右的时间。  不过、在平均时间内、我们讨论了该 线程中的增益是如何工作的。  此外、有一种方法可以计算在将外部分压器连接到下面发布的两个基准引脚时发生的增益误差。  根据您之前提供的详细信息、对于在1.225V 灌电流100uA 下运行的 LDO、增益误差应为2.08%。  但是、我将使用12.5KHz PWM Vsense 信号运行测试、并查看是否可以验证您的诉求。  您是否考虑过在分压器和基准引脚之间放置缓冲器？  此外、您使用的是哪种 ADC (求和近似或 Δ-Σ)？  您是否在基准引脚和 OUT 引脚上放置了全差分放大器？

[引用 user="Patrick Simmons"]了解以1.225V 灌电流100uA 运行的 LDO [/引用]

即1.225v 精密基准 LM4041为 三个 INA240的 REF 引脚供电。 请注意、当我们并联 50k (REF2+2) 时、由于 三个 INA 共享 基准电压源、25k 会进一步将2uV/v RVRR 降低到一些未记录的值。  我们? R2=125k 在共享同一基准的三个 INA 的分频网络中的行为。 这是 与先前测试的唯一不同之处、每个 240设置 中间电源 (Ref1=VS、REF2=GND)。  

昨天、我们通过  单独 的分支(R5=9.1k、R6=6.8k)隔离了3个 INA REF、每个共享+1.225v 将每个输出 设置为接近580mv。   当然、 比较器跳闸点降低了大约300mv、并不是很好。 但是 、瞬态响应脉冲增益几乎保持不变 、15n 输出滤波器现在过度补偿。  到目前为止   、通过分压 器除以中间电源输出增益似乎可以产生更好的结果来控制过多的瞬态脉冲+/-振幅。 遗憾    的是、该输出分割配置的 Tina 图也不能帮助通过计算器验证结果、因此很难相信这些图。

 INA240在较快的 PWM 占空比下运行不正常、因此只会产生 较快的输出瞬态。  我们删除了+/-IN 上的 Johanson X2Y 1n 滤波 器、使瞬 态变化变得非常小。 似乎 即使   与 R5/R6隔离共享单个基准 LM4041也会 以不良的方式影响所有三个 INA 的增益。   INA 似乎通过 源极电压 LM4041在 ReFS 之间进行了交叉通信、因此 相对于任何单个 INA 输出增益、它会以指数方式增加增益。  这似乎解释 了任何单个 INA 输出上的增益(75-100mV/A)。 单个 INA 的 TINA 波形图 产生21.8mV/A、其中 R5/6R 分频+1.23v 精密基准。

Patrick、

 您的图 R 值与下面显示的线程链接中发布的值不同。  增益误差公式中的或(||)是什么？ 您的意思可能是除法(/、%)混淆是 R5、R6如何预测增益误差%？ 似乎增益误差 应 相对于  等式中点电压输入 REF1、2引脚。 顶部的 R5=9K1 || R6=6K8 表明误差不 可信、 更像是根据实际测试结果出现50%的误差。  我们的+80V 直流电源内部100安培(75m Ω) 数字 读数显示 了8安培峰 值、而 INA240在每个80us 周期中显示了4安培峰值。

[引用 user="Patrick Simmons">此外、您使用的是哪种 ADC (求和近似或 Δ-Σ)？  您是否在基准引脚和 OUT 引脚上放置了全差分放大器？[/QUERP]

TI MUC 嵌入式12位 SAR 使用3通道@2MSPS、 一次性 计时器启动 1.25us 消隐窗口、每个80us PWM 周期进行采样。 软件确定 要采样的相位/INA、并将结果连接到控制 PWM 占空比 、闭环的数字毫安值。

输出或 REF 引脚上未使用其他放大器。

在 出现另一个 INA 的情况下、任何单个 INA 电流增益都可能受到欧姆定律的影响。 其中、倒数除以增加的对等 R2 或 R3 可能会以指数方式提升  全部三个 INA 的电流增益。 TINA 的最小瞬态模型能力无法确认 同一电路中的合作伙伴 INA 可能会如何影响输出电流增益。  例如、R2、R3 电阻在该电流增益环路中的作用可能更像41k。

此外  、安装 R5、R6 1%容差后、Ref1+2电压在 INA >1mV 之间偏离。  该欧姆测试 表明 、电阻是通过 一个单源 REF 电源发生的、该电源用于 三个 INA、具有 8R7k 串联输出进入 SAR 通道。  也通过 DMM R5、R6确认彼此之间的电阻在0.1欧姆以内。  REF 上的这种轻微变化可能是 由于每个 INA 内部的激光修整值在其他 INA 中不同。 然而、1mV REF 差异只会增加非常轻微的精度误差。  因此、我们需要 完整的 ADC 标度75安培、而不会在  该过程中燃烧2瓦分流器、这使得 A2看起来是搭配500欧姆分流器的理想选择。  

尊敬的 Patrick：

今天对500uV/A 分流器进行了一些测试。 对于报告 的4安培 INA、分流电压高于50mV。  通过 ADC 输入端的39n 电荷滤波器得出的4安培信号如下所示。  直流电源上的75m Ω 100A bar 表示测得的逆变器直流电源的高侧为7.6-8A。 TINA 瞬态模型(5m Ω 分流器)图显示、在8安培时 CMM 为40mV、接近于我们的捕获结果。 500uohm 分流器应在8安培时产生4mv、而不是40mV。  在8安培时、INA 输出应为360mv、而不是如捕捉中所示的2.1V 输出。

我们订购的分流 器为500 μ 欧姆、但作用 大于5兆欧、肯定不会产生500 μ V/A Digi 2016和 Arrow 2018销售的分流器与500 μ Ω 完全相同、并标 有(0M50) 顶部的分流器。  对于大型芯片堆栈、我们  收到的电流为5m Ω、这是输出增益/脉冲 如此高的原因。 刚才已经订购过另一家供应商 的500微欧分流 器、因为这毫无意义。  

 高于1V 的分流瞬态比预期的要多、 大多数瞬态由 INA 进行滤波、但不是 全部。  PWM 抑制似乎表现良好、但不会停止 大多数超过100mV 的分流瞬态。 X2Y 似乎在某种程度上有所帮助、需要在 Johanson 的电子邮件问题和数据表中所示的 EMI 滤波器图中静默确定电容大小。

示波器捕获 @1000个采样深度拒绝较高的频率(未显示)。

[引用 user="Patrick Simmons ]Vref 和 Vsense 信号上存在一些噪声、这是由接地耦合引起的。 [/报价]

您是否注意到每个 Ref1+2输入上都有100N 电容器。 人们可能会推断这是一件好事、但在事后看来、它的作用可能更 像电荷泵。 这是每个来自 VREF 输入的 PWM 脉冲、 100N 电容器可延长 RC 保持时间。 示例；   必须移除每个 INA 输出滤波器附近的200p 电容器、 这会导致比较 器设置阈值的误跳闸。  因此、我们还在  3R9k 系列之后将电容(39n)移至 ADC 输入附近、之前为200p。 INA 输出进入比较器输入时很热、只有4R87K 串联、 无电容器。

因此 、您的 RVRR REF/输出 测试包含纯直流点、没有 旁路电容器。  此外、测试未检查 REF1 连接到+1.225v 基准、REF2 GND 时的差异。  单凭投注 更改 、RVRR 就能更准确地反映 数据表2uV/v 使用     100nF 电容 Ref1+ 2进行测试的奇妙结果。   数据表中缺少的关于在  我的引脚附近放置旁路电容器的最佳做法在所有情况下都不可取的信息。   

尊敬的 Patrick：

[引用 user="Patrick Simmons">不同的器件可能表现出不同的 RVRR、这也取决于运行条件。  需要较低的 RVRR。[/引述]

您是否意味着更低的噪声级别   更适合 RVRR 更低的 INA？   与      INA282数据表 RVRR 图15 RTI/RTO 相比、似乎更高的数据表 RVRR (uV/v)值会产生更多的噪声抑制(nV/^2Hz)(输入参考)图18。

 在第一台试验台的第二个示例 中、您将+/-接地。 这似乎与任何电压噪声(如图18所示的输入)背道而驰、而不仅仅 是产生顶部捕捉中显示的接地噪声。 TINA 瞬态 分析显示 、   对于 处于 +/- IN 状态的 PWM、VS 和 REF 输入会产生更多的输出纹波。 因此、最好了解 在 REF 引脚上添加旁路电容器是否 会使 RVRR (nV/^2Hz)无效或 在 任何 PWM 反馈回这两 个引脚时失真输出增益。   

尊敬的 Patrick：

Vishay 分流器；WLSF2512 (0.5m Ω 1%) TRC <20ppm/*C 的精度更高、但由于未知原因、即使它们也会产生更高的 CCMV。 INA 输出增益相对于输入偏置增加。 仍不清楚为什么物理定律在 A2增益记录的50V/V 中分解 理论告诉我们、我们不必通过电阻器除以输出增益。 然而、这似乎是 SAR ADC 正确处理 INA240 Spits 输出的瞬态垃圾的唯一方法、即使在 每个分流器上放置15n 后也是如此。

增益看起来较低 A1可能更适合分流 TRC、甚至是500uV/A 然而、数据表建议在100-200安培的较高电流条件下使用 A3/A4。 逻辑上、对于75安培的满量程电流、工程师会选择 A2和非常低的分流微伏范围。 数据表中没有任何内容可以表明、否则对于0-100安培的 PWM 电流监控器而言、A1是更好的选择。 INA 数据表将球放在了混乱的一侧、以适合他们有时采取的所有应用方法。 唯一的实际 PWM 测试 TIDA-00909使用 A1、但仅在16.5安培满 ADC 量程范围内、这表明在16-100安培之间留下的空隙很小！

尊敬的 Patrick：

 使用 A1替换 A2器  件后、SAR 具有更好的采样率、但电流高达6安培(Ref1+2 @1.224v)、而除以软件的任何较低值、则必须将故障比较器阈值设置为远高于1/2 Vs (2.8V)。 正如许多分流瞬变发生   在使用3V3 TVS 二极管的 INA 输出(1ns 响应)瞬变随机触发比较器故障一样。    此时、不会在+/- IN 引脚上添加滤波电容器。

[引用 user="Patrick Simmons"]但是，我们的规范与内部输入失调电压相对于基准电压变化的变化相对应[/引用]

不确定 人们 如何认为输入引用的字直接 意味 着内部偏移。 RVRR 图形都没有显示任何此类内容。  

[引用 user="Patrick Simmons"] RVRR 越小，内部偏移变化就越小。 因此、较小的 RVRR 更好。 [/报价]

然而、我们发现这一观点与这一观点相矛盾、因为 A1的较高 RVRR 与   A2相比产生的分流 CMM 增益要小得多。 然而、相对于  分流 uV/v 值、A1仍然必须具有较高的分流 CMM 增益。  由于输出电压与 通过 X1探针捕获的分流峰值不一致、因此 INA 似乎偏置分流器。 然而、我们可以通过(A1)更 低的幅度、通过 SAR 读取软件除数的距离要近得多。    更薄的 GUI 示波器小工具跟踪 (AMPS) 似乎更多地证明了 RVRR 声称、更少的证明。  从 这些实际 应用测试结果 (A1)可以看到 、20uV/V RVRR 较高 在某种程度上会产生 比 A2更低的分流偏置、而对于相同的500uV/A 分流器。

 INA (+/-IN)如何在非常相同的分流 R 值下相对于 Ref1+2阈值更改分流偏置？

[引用 user="Patrick Simmons"]对于另一个调试度量、您是否仅查看 了 未连接铁氧体磁珠、ADC 和比较器的 INA240？

这在 FOC 电机换向中是不可能的、所有这些 都必须报告周期 样本 以控制 PWM 占空比并通过 比较器报告保护逆变器免受随机故障的影响。 奇怪的是、即使在 A1 20V/v 增益较低的情况下、比较器跳闸点 的阈值与 A2的阈值大致相同、而 Ref1+2=1.224v   

下面 是示波器捕获 A1和 A2：

A1：@7.99-8.4安培500uV/A 分流器、无输入滤波器。

请注意   、输出峰值达到2.7V、接近比较器故障阈值(2.877v)设置为极高 且远远超过10mV/A 、这是在 Ref1+2=1.225v 中增加的值

A2： 25mV/A 输出、500uV/A 分流@7.99-8.4安培。   在下面的捕获之后、在切换到 A1监视器之前、在分流器上添加了15n 电容。

请注意、Ref1+2=580mv、但输出几乎与上述 A1捕捉的电平相同。

即使在输出滤波器中有1n 或200p 电容器达到 SAR、A1/A2的增益也会在输出增益中添加+1.225v Ref1+2。 值得注意 的是、即使在输出设置为中间电源(+1.65v)的情况下、A2输出增益也添加了 REF (+1.65v)、而不是由 INA 差分放大器减去。 因此、我们不得不在8个月前被基准结果弄糊涂后、将 INA 输出重新分频为540mv。

实际上、如果 TI 实验室通过低侧监控使用3个 INA 来测试 INA240、它们共享相同的 REF、那么从将 INA 输出连接到 TI 的 SAR ADC 中应该会得到相同的结果。 TINA 瞬态模型未显示这些完全相同的测试台结果。 因此、SAR 可能会对 INA 增益产生一些影响、从而包括 REF1+2被错误地添加回 INA 输出增益中。

REF1、REF2电压只应设置 INA 输出的底限、而不应添加到放大器增益中。 上述 POST 的第一次捕获峰值应为@1.3V 而不是@2.7V！

您好 BP101、

您需要找到一种方法来测试系统的各个隔离部件。 您的系统中可能存在许多错误来源。 其中一些包括：

布局–这可能会加剧高电压开关和接地反弹导致的 EMI
2. ADC–如果输入源没有足够的驱动强度或带宽、则可能会表现出较大的瞬态。 多通道 ADC 也会遇到串扰。
过度滤波–根据您最近在 Guang 的帖子、当 INA240输出上的滤波器似乎具有数百 Hz 的带宽时、您正在尝试测量 ADC 上的12.5kHz 信号。 这可能会导致 FOC 算法出现问题。

我建议隔离其中一个 INA240输出并进行测量、以查看其外观。 那么、我建议您的 ADC 仅在一个通道上进行测量、同时将其他 INA240输出与 ADC 输入引脚断开。 在验证每个阶段是否按预期工作或进行调整以使其按预期工作后、我将开始在中集成更多的系统阶段。 我知道您的逆变器门必须根据您的 FOC 反馈算法进行驱动。 不过、我相信您可以通过微控制器或某些函数发生器向栅极施加120度偏移梯形波形。

如果您不尝试在工作台上隔离和验证您的各种系统级、则很难解决您的总体问题。

[引用用户="Patrick Simmons ]3. 过度滤波– 根据您最近在 Guang 的帖子、当 INA240输出上的滤波器似乎具有数百 Hz 的带宽时、您正在尝试测量 ADC 上的12.5kHz 信号。 这可能会导致 FOC 算法出现问题

由于  PWM 占空比 增加 PWM 抑制、因此防止+1.225v REF 错误地添加回输出增益中所需 的时间会快速开始无法阻止任何大于100mV 的分流瞬变进入 INA 输出。   需要较大的滤波电容器、以便 SAR 能够进行适当的采集 以及880欧姆阻抗。

广的解释并不能阻止示波器捕获、显示 SAR 采集时间80us 周期(12.5kHz)确实是原始的！ 此外、  在 Tina 中使用 PWM 输入信号时、还需要进行交流 rms 分析以检查 SAR 输入阻抗。 直流分析将产生不正确的阻抗值。 请注意 、用户必须在  进行瞬态分析之前从模型中移除任何欧姆表、否则将 通过 施加到 SAR 的1伏电压来感染该图。

问题与 ADC 或 SAR 无关、它与   REF 引脚的 INA 配置及其设置的电压直接相关。  TIDA-00909工程师示例 REF2 引脚接地将 A1 bias 设置 为820mv、而不 是表2建议的1.65v。   很可能它们也遇到了 REF 问题、相对于 REF 引脚是如何从精密基准中获得的、这个问题似乎有一些小错误。  为什么 REF2接地、并且这样做了、使差分放大器从5m Ω 分流 器 mV/A 中减去 REF1输入？  

[引用 user="Patrick Simmons ]然后、我将开始集成您的系统的更多阶段。 我知道您的逆变器门必须根据您的 FOC 反馈算法进行驱动。 不过、我相信您可以通过微控制器或某些函数发生器向栅极施加120度偏移梯形波形。[/quot]

Patrick A2正在 生产公平 SAR 采集 REF/2 (1.65v)、 通过1k、500 Ω 接 地将输出电阻分压至540mv。  1k 拉 低增益后的500 Ω 电阻有助于 REF 对  输出信号质量产生不利影响。   REF 引脚周围有未记录的行为、因为它们与输出 幅度相关 、而无需 外部输入滤波 器阻止 EMI 或 PWM 瞬态产生 INA 输出、看起来 大于100mV。 数据表文本的这一部分使人吃惊、不需要输入滤波  器、但未能在哪个电压电平通知输入 PWM 抑制可能无法阻止并联瞬变或其他 EMI。 似乎整个 PWM 抑制主题主要是 从内联相位监控器的角度生成的。

在所有 PWM 占空比速度下、低于捕捉 INA 输出应该看起来相似。 这种波形(较慢的 PWM 占空比)看似从 INA 输入滤波中快速失真、从而阻止向相反方向流动的分流电流中的占空比变化。 400kHz 带宽可能不足以跟上 PWM 发生器的占空比变化、并且由于占空比增加速度、信号会有些失真。  显然、INA 数据表在 产品披露 中存在缺陷、无法说明如何   在所有 PWM 占空比速度下、而不仅仅是在较慢的速率下产生适当的平衡电流信号。

否则、由于 SAR 滤波器补偿(1n 或更少)极少或根本没有 SAR 滤波器补偿、ADC 输入更常 出现低/高瞬态峰值。  因此 INA 输出必须远低于 1.65V 偏置电压、这也许 有助于 INA 相对于  SAR 输入滤波器生成更好的分流电流 ADC 样本、如 A1/A2输出所示。 也许这些随机峰值(下面)是真实的电流、但 SAR 无法形成从它们开始的比率线性斜坡。    SAR 在采样采集时间内相对于较低输入阻抗的稳定所需的补偿 RC 滤波  器要求过度滚降、以便与 INA 瞬态响应时间一起实现。 否则、在  检测最大 电流时、它们会导致随机过冲样本、主要 会在   这些峰值上跳闸故障。