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器件型号：ALM2403-Q1 主题中讨论的其他器件： ALM2402F-Q1、OPA564-Q1
我想使用 ALM2403设计一个驱动旋转变压器的电路、但由于旋转变压器是 RL 负载、TI 是否有任何文档可以帮助我确认如何设计电路以避免电路不稳定？
我想使用 ALM2403设计一个驱动旋转变压器的电路、但由于旋转变压器是 RL 负载、TI 是否有任何文档可以帮助我确认如何设计电路以避免电路不稳定？
尊敬的 Lin：
TI 是否有任何文档可以帮助我确认如何设计电路来避免电路不稳定？
以下随附列表介绍了如何在典型应用中稳定运算放大器闭环。 对于旋转变压器负载、相关技术非常相似、不同之处在于旋转变压器负载具有 R、L 和 C 分量、并且负载被视为旋转变压器。
与任何运算放大器驱动电路一样、有必要检查环路稳定性。 但是、在我们能够使用驱动器模拟负载之前、我们需要先获得原理图。
请向我提供旋转变压器的负载参数和电路设计要求。 如果没有原理图、就很难讨论是否存在电路不稳定的问题。
下面是一个旋转变压器驱动器示例、但您的原理图和负载可能与该示例不同。 让我们首先最终确定您的设计、然后我们可以执行和检查电路稳定性分析。
e2e.ti.com/.../ALM2403_2D00_Q1-SPWM-Input-12122023.TSC
如果您有其他问题、请告诉我。
此致！
雷蒙德
尊敬的 Raymond：
这是最基本的电路架构。
我需要了解如何设置与旋转变压器相连的滤波器。
我的输入是一个正弦波。 如果我根据您的示例将 LPF 设置为20kHz、这将影响我的增益。
对于该器件、设置滤波器范围的基准是什么、例如、将滤波器范围设置为输入频率的5倍。
在本例中、当相位为0dB 时、相位约为119度、相位裕度约为60度、这应该足够了。
当然、最重要的是如何判断电路的稳定性。 请告诉我如何在该电路上对其进行判断。
尊敬的 Lin：
通过附加的仿真、您的差分输入信号在10kHz 下为+/-5Vpk。 如果这是纯正弦信号、则设置中除了基波之外没有明显的开关谐波。 在这种情况下、您可以根据仿真将 ALM2403-Q1的 BW 限制为>100kHz 或159kHz。
这里有几个拼写错误。 Voffset 配置为5Vdc、因此反相输入的直流偏置应配置相同或5Vdc、其中交流电压在5Vdc 的顶部。 或者、您可以插入一个电容器来耦合输入信号、如下面的仿真所示。
变压器的电感有点高、我认为这可能是一个拼写错误。 1250mH 相当于10kHz 时78537.5Ω(SL)的阻抗。 而很可能是1.25mH。 请确认 您的旋转变压器的负载参数。 请向我提供实际旋转变压器负载、而不是假设性负载、因为 ALM2403-Q1仅限于功耗。 通常、旋转变压器可以处理高达 ±100100 @μ A -200mA 10010kHz 的激励电流、ALM2403-Q1的平均热耗散约为2W。 我们必须考虑在温度条件下的最坏情况下的正常运行情况。 对于汽车应用、最坏的 Tamb 工作温度约为85°C 至100°C。
如果您有其他问题、请告诉我。
此致！
雷蒙德
尊敬的 Lin：
假设电感为1.25mH 而不是1.25H、以下是交流稳定性分析。 您多次提到稳定性分析查询、因此我在这里演示了环路分析方法。
请记住、这通常是最后一步、因为仿真中未包含所有必要电路。 在旋转变压器中有绕组电容、我们忽略了该电容。 我们没有包含短路保护电路。 并且我不知道 ALM2403-Q1是否能够在所有 Tamb 工作条件下驱动旋转变压器负载、根据设计要求、汽车应用中的 Tamb 通常在85°C 至105°C 之间。
对于简化的旋转变压器负载、相位裕度约为76度(360 - 283.7度)。
e2e.ti.com/.../ALM2403_2D00_Q1-Dual-AC-Analysis-12142023.TSC
我在上一个回复中发布的 TI 高精度运算放大器视频培训系列中、在底部稳定性图像上规定了方法2。 顶部稳定性图上的方法3与方法2基本相同。 总之、我将此幻灯片发布在此处、仅供参考。
为了验证小信号阶跃瞬态稳定性分析、下面是一个示例、其中未显示过冲且电路稳定。
e2e.ti.com/.../ALM2403_2D00_Q1-10kHz-Step-Transient-Analysis-12142023.TSC
BTW、由于许可协议、我无法支持 LTSpice 仿真。 在 LTSpice 中、您可使用 opamp2来生成用于仿真的运算放大器符号、此符号更具可读性。
如果您有其他问题、请告诉我。
此致！
雷蒙德
尊敬的 Lin：
根据我的模拟结果,这似乎是正常的。 如果设置不超过5Vdc，是否会出现任何问题？
ALM2403-Q1具有较宽的 VCM 输入范围、因此您可以设置 Vcc 或电源轨内的任何位置。 通常、用户喜欢在 Vcc 的中间轨上配置 VCM、并在电阻分压器中使用两个相等的值来配置 VCM。 VCM 范围由输出电压摆幅和最低 VCM 要求决定。
VCM 不适合设置在最小值附近、因为没有设计裕度。 对于输出正弦摆幅为7Vrms 或更高的典型旋转变压器、VCM 应配置为最小5Vdc。 在交流分析示例中、我将电压配置为5.5VDC、以便为其提供额外的设计裕度。 在推荐的示例中、VCM 配置为1/2 * Vcc。 ALM2403-Q1的输出是差分驱动器、只要旋转变压器初级绕组两端的 Vcm 相等且处于跟踪状态、直流输入的 Vcm 就不会进入传递方程。
您能否提供输入电阻值？
我认为 R2以红色圆圈标出、请查看下面的注释。
增益似乎约为55.6dB，而我设置的直流增益约为2倍，即6dB。 [/报价]6dB 是指闭环增益。 在交流环路稳定性分析期间、绘制了环路增益 T、即 T = AOL/ACL。 在对数项中、即 LogT = logAol - logAcl。
耦合电容器 C4和 C5似乎充当高通滤波器。 如果不设置这些电容器，可能会出现什么问题？是的、这是一种看待它的方式。 励磁频率在10kHz 下工作、您可以增大 C4和 C5以将极点移至较低的频率。 由于您使用的是纯正弦 10kHz 输入、因此将电容值增加到1uF - 10uF 是合理的。 或者、您可以使用我的仿真方法将正弦10kHz 偏置到 VCM、我将其配置为5.5Vdc。
我要指出的是、ALM2403-Q1的输入可以进一步来自反相或同相输入。 这两种设计方法都有优缺点。 在推荐的示例和设计方法中、差分输出输出端的直流中的 VCM 是固定的、且不会发生变化。 由于应用正在驱动变压器、此设计方法具有优势、交流电通过直流 VCM。 变压器在直流模式下不工作、因此、励磁变压器输入端的直流偏置电压会导致在变压器的输入端子上产生恒定直流、并且没有直流电流在初级绕组内流动、并且变压器磁芯中的磁饱和将达到最小。
如果您有其他问题、请告诉我。
此致！
雷蒙德
[/quote]
尊敬的 Raymond：
我 β 已经知道、当 AOL 等于1/ AOLβ 时、PHASE_Δ I 必须大于45度、才能确保电路稳定性。
但在您提供的示例 ALM2403-Q1双交流分析12142023.TSC 中、为什么它不测量旋转变压器上的电压而是测量 Kloopgain？
如开始时所述、连接到旋转变压器两端的滤波器电容器 CEMC 的设计建议值是多少？
还是只需要设置所需的滤波器点并确保电路稳定？
最后、开头的示例是 ALM2403-Q1 SPWM 输入12122023.TSC。
如何在电路中对其进行调节、以便对电路的稳定性进行仿真？
您还可以看到、示例电路使用2个 OPA、但我们现在要讨论的是具有1个 OPA 的电路。
尊敬的 Raymond：
我的设计要求非常简单。
我最初使用的是 AD2S1210 IC。 此 IC 中的应用电路使用 OPA+BJT 来形成缓冲器电路。
现在我想使用 ALM2403替代 OPA+BJT 电路。
如您所见、与 ALM2403相比、AD2S1210中推荐的电路要简单得多。
与初始示例相比、在输入端增加了一个高通滤波器、并将一个 RC 电路(由 R11、C6、R12、C10组成)连接到旋转变压器绕组。
这引导我询问了选择这种 RC 组合背后的原理。
您曾提到过让旋转变压器的行为更像电阻器。
我推测这将产生输出负载中的 RLC 谐振、这样可以使 LC 元件相互抵消、从而模拟负载中的类似电阻的行为。
但是、我仍然不确定如何仿真整个电路以验证负载是否作为电阻器。
由于我们当前讨论的稳定性电路是基于 AD2S1210中推荐的电路的简化版本、我还想了解我应该如何对所提供示例的稳定性进行仿真。
尊敬的 Lin：
感谢您提供设计要求。 当工程师询问开放性问题时、我不知道解决这些问题的最佳答案、因为有许多注意事项和/或选项。
关于模拟输入级和 ALM2403-Q1滤波器选择、有一项建议。 ALM2403-Q1的 BW 限制在159kHz 范围、并且您应该不会看到输入信号出现明显的振幅衰减。 由于输入是 ±10Vpp、因此 ALM2403-Q1的增益可以配置为-1V/V。
e2e.ti.com/.../10kHz-filter-12182023.TSC
就旋转变压器驱动器电路而言、以下是基本的驱动配置。 输出将满足7Vrms @10kHz 电压摆幅要求。
e2e.ti.com/.../ALM2403_2D00_Q1-10kHz-Resolver-Driver-12182023.TSC
之前,它直接连接到了解析器。 我很好奇这两种方法之间的区别。
ALM2403-Q1的功率放大器输出级匹配良好、因此旋转变压器的初级绕组没有明显的电压偏置。 因此、我们可以使用上面仿真所示的直接耦合、并且由于设计方法、旋转变压器的磁体将不会饱和。
在许多分立式旋转变压器驱动器配置中、由于功率放大器驱动器级不匹配、旋转变压器初级绕组上的直流偏置可能不那么一致、并且绕组上的直流电压差可能会很大。 在这些情况下、电容耦合可能更合适。 电容器将阻断 Vbias 差值、而且只要差分输出驱动信号保持平衡、旋转变压器就不应出现 残余 磁力 偏移或在旋转变压器的磁芯内游走、因此磁芯(BH 曲线)将在运行期间的每个周期中复位。
在交流环路稳定性方面、我在前面的回复中进行了环路分析、分析结果应该适用于同一电路。
下面是 ALM2403-Q1 EVM、您可以从 digikey.com 或 mouser.com 购买该器件。 您可以修改 EVM 并使旋转变压器运行得相当快。
请告诉我您是否想到了这一点。 我们可以在基线设计上进行其他更改。
此致！
雷蒙德
尊敬的 Lin：
我很高兴这对您有所帮助。
旋转变压器驱动器是旋转变压器初级绕组的前馈驱动架构。 负反馈置于功率放大器的输出端或旋转变压器的输入端子上。 正弦和余弦返回线也是如此。 假设磁链接近100%耦合(将其视为10kHz 下的理想变压器)、则正弦和余弦线圈的次级绕组与匝数比成正比。 旋转变压器应用不需要反馈。 对于工作频率、耦合损耗可以忽略不计。
ALM2403-Q1 EVM 仅处理如何驱动旋转变压器的一次绕组。 电路板上未寻址正弦和余弦线圈接口中的次级绕组。
如果您想了解如何在第二个绕组中捕获正弦和余弦、请访问以下链接。
如果您有其他问题、请告诉我。
此致！
雷蒙德
尊敬的 Lin：
我无法对这些值求和，然后再将它们输入 AD2S1210，因此我需要设计电路来分别处理 sin_p、sin_n、cos_p 和 cos_n。
是的、您必须首先放大正弦和余弦信号。 下面的原理图显示了如何实现差分放大器以获取正弦和余弦次级绕组信息。 在对波形进行采样之前、必须首先对信号进行增益。 此图像显示在我发布的第一份应用手册中。
TI 是否有关于使用 OPA 滤波器和进行极零点消除设计的任何文档？
您是否想到了电路？ 这是一个开放式问题、我不知道如何正确回答。 在我们的精密运算放大器视频培训系列中、我们多次提到了该主题、请查看我之前的视频链接。 为了保持运算放大器的稳定性和足够的相位裕度、运算放大器的滚降需要在单位增益带宽范围内保持在-20dB/十倍频程。 请回顾这些视频系列。
如果您有其他问题、请现在告诉我。
此致！
雷蒙德
尊敬的 Raymond：
如图所示、正弦和余弦信号旨在以差分模式进入 IC。
这是一个示例电路。
这是仿真电路。
您可以看到电路的相位延迟是18.8。
[报价]除了提供增益调整、接收器电路还充当三阶巴特沃斯滤波器、截止频率为63kHz、10kHz 时相移为−μ V 18.6°。 [/报价]
仿真结果与文档中的说明几乎相同。
我认为处理正弦和余弦信号时的相位延迟可能是一个严重问题、可能导致从 IC 得出的电机角度滞后。
因此、我需要提前设置相位以防止严重的相位延迟。
尊敬的 Lin：
E2E 论坛通过美国网站提供支持、目前我们因圣诞节和新年假期而放假。
为了回答您的问题、您可以从此处获取所需的其他筛选器配置。
http://sim.okawa-denshi.jp/en/MultipleFB3Lowkeisan.htm
我刚开始时问、TI 似乎没有旋转变压器反馈信号的参考设计或文档。
以下是用于分解器反馈信号的参考设计。 它只是一个差分放大器。
此致！
雷蒙德