[参考译文] AMC3330：IN 和 HGND 之间的 ESD/浪涌保护

您好！

1.33V 仍处于器件的绝对最大额定值范围内。 外部保护可能会引入泄漏、从而对传感精度产生负面影响。  

但是、 可以添加从输入端到 HLDO_OUT 的二极管、在过压情况下保护输入。 我建议在输入端添加串联电阻、以将输入电流限制为+/-100uA。

R =(V_SENSE-V_HLDO_OUT+500mV)/I_max =(V_SENSE-3.5V)/100uA

感谢您的答复。

为了阐明到目前为止我的设计、我遵循数据表中建议的应用原理图：

根据上面的符号、我已根据所需的调节为电压分频器设置以下值：

R1 = R2 = 8.4MOhms

R_SnS = 5.6k Ω

因此、如果输入高电压为4000 V、则 V_Sns = 1.33V

若要检查偏置电流要求：

来自输入端的总电流= 4000/16.8MOHms = 238.1uA

为了满足100 uA 最大输入电流约束：

V_sense = 1.33V (在分压器之后)、Imax = 100uA

因此 R_SERIES = V_SENSE/Imax = 13.3k Ω

基于上述总结、我有以下问题：

1.我在设计中遗漏了什么东西吗?

2.是否应该将差分输入电阻(1.2 GOHms)也考虑到等效电路中来设定电流限制?

3.我还能不能知道我为什么要考虑"-V_HLDO_OUT+500mV"因子?

感谢很多澄清亚历山大。

此外、一般而言、在输入串联电阻对放大器性能的影响(带宽、失调电压误差等)方面有哪些缺点？

很乐意提供帮助！  

因为电阻分压器已经非常大、所以我不会期望带宽会有太大的变化。 差分电容器的大小是最大的调整方法。 几个 pF 应该就足够了。  

由于两个电阻器之间的容差不匹配、可能会产生小误差、而输入偏置电流会产生小的失调电压误差、但由于输入偏置电流非常小、这种误差将是最小的。  

明白了、非常感谢。

您还提出了一个很好的观点。 我完全忽略了电阻分压器对带宽的影响。

考虑到大电阻分压器、是否可以安全地假设我不会获得数据表中指定的375kHz BW 附近的任何东西？

这将 取决于布局对寄生电容的影响、然后取决于电阻器的数量及其各个特性。 由于用于直流或50/60Hz、因此电压测量的带宽要求在大多数情况下相当低。  

是否需要更高的带宽？  这适用于哪种类型的应用？  

我们还有 AMC131M03、它可能是一款值得您考虑的有趣产品。