[参考译文] TM4C1294KCPDT：ADC 通道 RS 阻抗

您好、Ralph、

[引用 USER="Ralph Jacobi"]对于特定于系统/应用程序的问题，我们需要真正评论哪些是有意义的实施。[/引用]

该转换器具有野生随机采集点、无需配置大量过采样和极高的 TSHN 编码值。 需要在10、1、10位的快速10位位置、3位范围内静音显示数字的数字滚动。  

其中一些原因可能是 RS 阻抗匹配、而不是简单地噪声乘以 VREF、即使模拟分压器电路中可能存在去耦滤波器？   

这重新运行了铁氧体电阻(400-600mohms)极低的模拟分压器电路的 Tina 分析。 任一位置都未通过交流/直流分析显示 ADC 通道输入上的 RS 阻抗降低。 相反、无论电感器 AKA 铁氧体芯片在电路中的哪个位置、都会相对于模拟分压器接地电阻器 R2值产生相同的 RS 阻抗。

奇怪的是、TI Tina 仅对用于评估铁氧体芯片直流电阻的电感器进行建模、因此我认为分析存在很大缺陷。 然而、添加具有模拟分压器的缓冲放大器系列、例如 TLV2461、可将 Tina 分析分压器的 RS 电阻(R2=4.87K)降低至49.38欧姆、这是以良好的生产预算价格实现的巨大改进。 我使用 Tina 欧姆表进行静态交流/直流电阻分析、必须移除该表以进行瞬态分析、否则实际结果会偏斜。

[引用 USER="Ralph Jacobi"]也许这是一个有用的阅读[/引用]

由于滤波器 R2电阻值远低于典型的 HV 分压器网络、因此不太重要。 RS 表15-5的值似乎与特定 TSHn 编码值的实际周期性信号行为不同。 在这种情况下，4k87 RS 阻抗在技术上应配置为下一级别或 NSH (9K5)、TSHN (32 )，但结果大于 SNR 密集型。

表15-4/5似乎源自直流非周期性信号、而 RS (4k87)实际上要求 NSH (R500)、TSHN (8)通过周期性信号更加安静地采集信号、而不会将过多的 SNR 注入采样转换 FIFO 数据。 这些结果看起来与表15-5相反、当实际 SNR 表明每个 TSHN 周期它应该是 RS 电路阻抗的总和/分频部分时、永远不会考虑 RADC (2k5)。 也许它甚至将 RS 阻抗除以某个 RADC 因子、因为它似乎会将 SNR 降低到更低的分贝水平并实现更快的采样率。

您好、GL、

我没有完全关注你对表15-4和15-5的评论。 这些表显示了根据采样频率获取准确 ADC 数据所需的最大 Rs 值、这并不意味着建议的 Rs 值。 您是否建议您需要比数据表指定的 Rs 高的值？

您能否分享您的设置原理图、以便我们评估您的系统设置如何影响您看到的结果？

[引用 USER="Ralph Jacobi"]这些表显示了根据采样频率获取准确 ADC 数据所需的最大 Rs 值[/quot]

重点是 TSHN 编码值相对于采样频率的记录 RS 最大值。 换句话说、RS 电路阻抗越高、必须设置的 TSHN 越低、以避免奈奎斯特溢出并低于表15中所示的任何 RS 匹配。 以上链接中显示的 R2再次根据 Tina 交流/直流探头分析设置 RS 值阻抗。

显然、我们希望 RS 值将分频器设置为高于 LSB 但不在 MSB 上、以便在+VREFP 中留出净空、并进行采集以生成稳定的数字值。 出于参数考虑、为180VDC 设置680mV 的 RS (R2)值远高于接地 SNR、并允许相当大的数字向上移动性、但远低于 MSB 以应对瞬变。 而根据表15，R2值越高，则要求使用> TSHN 编码值，这与采样频率完全相反。 同样、RADC 以某种方式对表15中显示的 RS (R2)阻抗进行分频或削减、并且必须降低 TSHN、但不匹配。 这一点很好、因为奈奎斯特 SMPS 速率根据表15增加、配置的 TSHN 越低。  

[报价用户="Ralph Jacobi"]您能否共享您的设置原理图，以便我们评估您的系统设置对您看到的结果的影响？

而不是系统设置、而是奈奎斯特采样率阻抗相对于周期性模拟信号和 RADC 斩波 RS 阻抗。 没有列出测试条件来确认表15是如何推导出来的、或者为什么它忽略了 TSHN 编码中的 RADC 2K5。 如果使用 RADC 得出表15的 RS 最大值、则必须对 RS 阻抗产生一定影响。 ADC 电气规格注释(j)也放置在 RADC 上、似乎会影响表15中显示的 RS、但未讨论。