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[参考译文] ADS1262:在5V FSR 范围内绝对精度为1mV、无需校准。 绝对精度有问题。

Guru**** 2538950 points
Other Parts Discussed in Thread: ADS1262

请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/data-converters-group/data-converters/f/data-converters-forum/725836/ads1262-1-mv-absolute-accuracy-over-5v-fsr-without-calibration-problems-with-absolute-accuracy

器件型号:ADS1262
主题中讨论的其他器件: REF5050

大家好、

我尝试使用 ADS1262在5V 满量程范围内获得1mV 的绝对精度。 这是在没有任何偏移或增益校准的情况下实现的。 (校准对我们的生产过程来说有点困难。)

因此,我首先发布我的原理图:

电路详细信息:

1) 1) AIN0-AIN1具有100 Ω ADC 输入电阻器。  

2) AIN2-AIN3具有1k Ω 的 ADC 输入电阻器。 (我尝试使用这两个输入实现1mV 的精度)

3) AIN4-5-6-7-8具有12k/2.4k 电阻分压器、使这些输入与30V 电压兼容。

4) 4) AIN9用于监控电路板其他部分的电流。

5) 5)除 AIN9外的所有输入均具有肖特基保护二极管。

6) 6)我使用 REF5050 5V 基准电压(因为它优于内部基准)。 基准电压连接到 ADS1262的 AVDD 引脚、以免丢失任何模拟输入。

7) 7)我认为布局非常好、同时也考虑了 ADC 基础知识。

ADC 详细信息:

1) 1)未执行偏移校准或增益校准。

2) 2)采样率为2400SPS。

3) 3) PGA 被旁路。

4) 4)使用 Sinc4滤波器。

5) 5)斩波模式关闭。

6) 6)启用内部基准电压。 (对于温度监控,ADC 使用外部基准)

我最初的推理是:

+绝对输入范围为 VAVSS-0.1至 VAVDD+0.1。 因此、0V-5V 满量程范围是可以的。

+未校准的最大偏移电压为800uV、即0.8mV。  

+150nA 的输入电流会在1k Ω 的输入电阻上产生0.15mV 的电压。

对于1mV 的精度、应考虑+CMRR、PSRR 和 INL 值。

+增益误差不重要、因为 PGA 被旁路。  

+0.8mV+0.15mV = 0.95mV。 因此、我想1mV 的绝对精度可能是一个合理的目标。 我知道温度漂移会影响我的绝对精度、但我可以在室温下实现1mV 的绝对精度。

测试结果:

a)我在 AIN2和 AIN3的5V FSR 下进行了测试。 测量值与经校准的 Fluke 万用表进行比较。 (其绝对精度也为1mV)

b)在较低的输入电压下、可观察到1mV 或更佳的精度。 但是、绝对误差线性增加到5V。 它在5V 输入附近达到5mV-6mV 的最大值。

评估:

1) 1)我想看看我是否可以通过降低采样率获得更好的结果。 我将采样率降低至25SPS、但只取得了微小的改进。

2) REF5050基准电压不是5000mv、Fluke 将其读作4999mV (我不知道它实际上是多么接近5000mV)。 因此、这可能会产生一些错误。 我实际上要实现更好的基准电压 IC。 但我还没有新的 IC。

3) 3) ADS1262数据表显示:

"ADC 基准的第三个选项是内部模拟电源。 不过、线性误差会增加
这种连接的结果、因此、此选项仅适用于不太关键的应用、例如 ADC 自诊断。

对于关键应用、请勿使用电源参考选项。 对于使用电源电压作为基准电压的应用、将电源电压连接到外部基准输入、和
在 REFMUX 寄存器中选择适当的外部基准位。 "

这正是我所做的。 我将外部基准连接到 AVDD、以免丢失任何模拟输入。  数据表甚至建议、即使我想使用 AVDD 作为基准、我也应该通过将 AVDD 连接到其中一个基准 AIN 引脚来实现这一点。  

那么、我的第一个问题是、这可能是我的绝对误差非常高的原因吗?

4) 4) ADS1262 EVM 具有一些用于输入滤波的出色 C0G 电容器。 我没有这些、但肖特基二极管具有一些电容、与1k 输入电阻一起、低通滤波器由9MHz 截止频率组成。  

我的第二个问题是、如果输入滤波功能不足、可能会导致如此大的误差?

5) 5)我对误差的线性增加感到惊讶。

偏移误差形状为:

增益误差形状为:

因此、我的误差看起来更像是增益误差。 当我关闭 PGA 时,我希望我的绝对误差更像是偏移误差的平坦误差。 显然情况并非如此。  

我再次查看数据表。 尽管我关闭了 PGA、但我想介绍增益误差、就像 G = 1一样。 数据表指出、最大未校准增益误差为300ppm。

对于最坏情况、这相当于 G = 1、0003。  当输入电压= 4900mV 时、我得到 VADC = 4901.47mV。  1.47mV 最大误差。

我根据偏移电压和输入电流计算出0.95mV。 与此相对应、对于 2.42mV 的最坏情况绝对误差、我在增益误差基础上加上1.47mV。

我的第三个问题是增益误差对于旁路 PGA 方案是否仍然有效?

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如您所见、在5V FSR 方面、我得到的比这多得多。  我觉得我有一个严重的错误,造成如此严重的绝对错误。 我想就我所做的事情提出一些建议。  

提前感谢您的回复。

  • 请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    您好、Mehmet、

    我认为过热性能和不执行任何校准将使实现1mV 精度(或0.01%或大约100ppm FSR)变得非常困难...

    您对总 ADC 误差的计算非常准确。 ADC 的最大误差源是初始偏移(典型值~35ppm)和增益误差漂移(典型值~50ppm)、这也适用于 PGA 旁路情况(请参阅数据表中的图9)。 添加误差时、您可以对其进行求和以估算最坏情况下的误差(如您的示例中所示)、或者计算较低且显示不相关误差源更典型值的平方和根(RSS)。 如果您查看 ADS1262的典型误差并使用 RSS 方法进行计算、ADS1262的精度将在79 ppm 左右、无需进行校准。 但是、使用最大误差值会使"不精确"高达507ppm (由于所有性能规格都必须接近最大值、因此不太可能)。

    但是、我认为真正的问题在于两个额外的误差源:基准电压(最有可能的原因)和流经串联电阻器的输入偏置/泄漏电流的组合。

    • 基准电压误差将产生与增益误差类似的效果(并导致"弓形"形图)。 REF5050的0.05%初始精度已经是目标精度的5倍(假设输入信号为100% FS)。 在20% FS (即1V)时、基准的"增益误差"会导致大约1mV 的误差。 当然、这是一个最大误差规格、而非典型值、但它仍然给出了在不执行任何校准以补偿此误差的情况下可以预期的结果。 除初始基准误差外、基准源的温度漂移也有些显著(最大3ppm/°C、意味着最大误差可能为30ppm、且温度摆幅仅为10°C)。

    • 流经输入串联电阻的输入偏置电流乍一看并不明显、但输入保护二极管可能会使这种情况更糟。 大多数二极管将具有与其相关的显著泄漏电流、尤其是在高温下。 如果不知道确切的泄漏电流、我就不能说这会产生多大的误差、但我提到它是为了让您了解这种影响。 只要您可以控制、您就可以尝试选择低泄漏(TVS)二极管、或者减小电阻器值、以最大程度地减小二极管泄漏电流导致的失调电压和失调漂移。

    关于您对缺少 C0G 型滤波电容器的担忧、这是一个很好的考虑因素、但我想说、ADS1262的数字滤波器可能不仅仅是对模拟 RC 滤波器的缺失进行补偿(在2400SPS 时、滤波器的噪声带宽仅为570Hz)。 唯一的例外可能是高频信号以调制器采样频率的整数倍混叠回数字滤波器的通带。 虽然为防止这种情况增加一点输入电容不会造成伤害、但我认为它不会对总体精度产生太大的影响。

    总之、我认为您的系统中会出现较大的增益误差。 即使不使用内部 PGA、Δ-Σ 调制器仍将具有一些固有的增益误差;此外、由于 ADC 正在将输入信号与基准电压进行比较、因此基准电压中的任何误差都将转换为 ADC 输出中可见的增益误差。 由于初始基准精度对于您的系统而言非常关键、您是否可以通过任何方法利用 REF5050的修整引脚来调节基准电压? 否则、我认为校准您的系统可能是实现目标精度的最简单方法。

    此致、
    Chris

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    您好、Christopher、

    感谢您的深入见解。  

    1) 1) ADS1262和 REF5050校准是最佳方法、但出于多种原因、我们不希望依赖于制造商级别的校准。 因此、我想了解在不进行校准的情况下可以获得的结果。

    2) 2)我也怀疑 REF5050、目前正在寻求一个具有0.02%初始精度和0.75ppm/°C 温漂的更好基准。 这将为5V 输入产生1mV 的绝对误差。  

    3)肖特基二极管是一个很好的点、实际上我也怀疑过它们、但我认为它们的连接方式不会产生"弓形"错误形状:

    两个 BAT54肖特基二极管都处于反向模式。

    +表示0V 输入; 左侧 BAT54具有5V 反向电压、右侧 BAT54的反向电压可忽略不计。

    +表示5V 输入; 左侧 BAT54的反向电压可忽略不计、右侧 BAT54的反向电压可忽略不计。

    因此、我希望二极管对100mV 输入和4900mV 的影响相同。 在这两种情况下、BAT54二极管将从灌入大致相同的误差电流。 但让我们假设情况并非如此。

    从 BAT54数据表:

    BTW,我无法理解 BAT54数据表:IR = 0.5 uA (典型值2 uA) 在表中指定了25°C 的温度范围。 但在25度的图形中、它更像是0.02uA。 这是一个巨大的差异。 我怀疑 ONSemi、并检查 Diodes Incorporated 对应的器件、它们完全相同。  

    无论如何、如果 VR=25V、取最坏情况下的2uA 值、我估计(根据图)、如果 VR=5、泄漏电流至少应减小10倍。 (由于对数图)。 让我们针对 VR=5V 采用0.2uA 的电流。 这将在1k 输入电阻器上产生0.2mV 误差。  该值不是微不足道的、但仍然太低、无法解释我的大错误。 (和我使用的最坏情况值)

    这是我的计算、也许我缺少一点。 你怎么看?  

    4) 4)您没有评论将外部基准绑定到 ADS1262的 AVDD 引脚。 数据表中不建议这样做。 您认为这可能会导致任何错误吗?

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    现在、我将订购具有更好外部基准和更低泄漏电流肖特基二极管的电路板第二个原型。   我将报告我使用新配置获得的结果。 如果你有更多的建议,我会很高兴听到这些建议。

    此致、

    Mehmet

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    您好、Mehmet、

    我很抱歉耽误您的回答。

    我认为、只要二极管泄漏电流小于1uA、基准电压误差就更有可能成为"弓形"误差的主要来源、而不是二极管泄漏电流。 注意:在85°C 以上时、泄漏电流会随温度呈指数级增加、大约1uA 的泄漏电流1kOhm 串联电阻器上的感应失调电压会成为一个问题。

    从图3中可以看出、泄漏电流似乎是 VR = 0至 VR = 5V 的两倍左右;但是、正确的是、该图看起来与 BAT53SL 数据表的电气特性表不一致。

    是否将5V 模拟电源用作基准源的相关信息。 我不会过于担心额外的线性误差(注意:数据表是指使用到 AVDD/AVSS 的内部连接)、因为这可能不会太大;但是、我仍然不会依赖5V 电源实现与专用基准源一样准确的精度。 此外、电源往往也会有一点噪声。

    我唯一的另一个提高精度的想法是、通过将二极管放置在串联电阻器之前(在传感器侧)、您的泄漏电流引起的失调电压是否会降低? 如果您的信号源的输出阻抗较低、它应该能够提供该电流、而不会产生太大的负载效应。 那么只有 ADC 的输入偏置电流会流经这些电阻器。 只是需要考虑的事情。

    此致、
    Chris