[参考译文] ADS124S08EVM：有关在测量应变仪时提高 ENOB 的问题

尊敬的 Jonathan：

我假设在 JP8上没有跳线连接、并且您已经选择 REF0输入对作为 ADC 参考。  您最终会看到很大的漂移。  20sps 时2048个样本的持续时间超过102秒。  因此,对于长期测试,您应该尝试从热梯度中隔离应变元件、接线连接等。  

就噪声而言、与低延迟相比、使用 sinc3滤波器会更好一点。  您可以在数据表的噪声表图中将噪声视为电压。  在20sps 和128增益下、低延迟滤波器的噪声为510nVpp。  噪声表是使用512个连续样本生成的、因此我建议将您的初始测量限制为512个样本以查看您的性能。  如果您不是接近噪声表数值、则可以尝试 sinc3来查看是否存在显著差异。  您可能必须采用某种形状、箱装或袋装 EVM、从而隔离 EVM 与温度梯度。  我看到由于实验室设备电源风扇、数据发生了很大的变化。

此致、

鲍勃 B

您好、Jon。

目前尚不清楚在电压激励时如何实际连接电桥。  至于有效分辨率的差异、请记住、电流激励测量使用1V 基准、其中 LSB 值约为1nV、而对于3.3V 基准、LSB 值约为3nV。  因此、在比较位分辨率时、不仅要考虑 ENOB 数、还要考虑数字代表的值。

就失调电压误差和增益误差而言、查看典型特性图可能会有所帮助、这些图能更好地说明数据表中误差相对于温度的位置。  除非在最高温度(高于85摄氏度)下工作、否则不应看到最大值。  GAIN 和 INL 指定为满量程的 ppm。  因此、在分析误差时、请使用 RSS 分析、其中所有单位都相同。

增益误差通常占 INL 和偏移的主导地位 、但随着输入接近满量程、对测量的影响最大。   在接近满量程时测量增益误差时、与理想斜率的偏差最大。  因为输入电压会降低从实际增益斜率到理想窄值的偏差。  在很多电桥电路中、相对于满量程的实际输出电压可能为满量程范围的1/4至1/8。  因此、这些情况下的 ADC 增益误差变得非常小。

可以通过发出 SFOCAL 来消除 ADC 的偏移、该软件会在 ADC 内放置一个内部短接来"归零" ADC 偏移。  您还可以 发出 SYOCAL (OFFSET)和 SYGCAL (GAIN)校准命令、但这要求用户为偏移应用0V 输入并为增益校准应用满量程输入。  这对于电桥测量而言很难做到、并且未考虑电桥本身的任何失调或增益问题。  如果电桥未进行 温度补偿、则电桥误差的因素可能大于 ADC。

另一个主要因素是转换噪声。  Δ-Σ ADC 是一个过采样转换器、它通过将量化噪声推向更高的频率、然后使用低通数字滤波器过滤更高的频率内容、从而提高精度(测量的可重复性)。  最终结果显示在数据手册噪声表中、在这些表中、较低数据速率具有较低噪声、而低通滤波器最为有效。  使用 sinc3滤波器、增益为128的200sps 显示了950nV 时的典型 P2P 噪声。  这是接近1uV 分辨率时所允许的最大数据速率。  有关增益为128时的噪声数值、请参阅数据表中的表1以及最右侧的列。

要校准电桥、基本上可使用2点校准来确定点斜率形式(y=mx + b)的偏移和增益斜率。  此校准在固件代码中完成。  "b"值是为空载电桥(0输入)返回的 ADC 代码。  斜率是指电桥满量程输出附近或满量程输出处的值的上升/下降。

此致、

鲍勃 B

您好、Jon。

以下是增益误差示例。  您可以在图的最右侧看到、其中增益误差相对于满量程与理想值有很大不同。  根据您的信息、我们可以看到实际测量范围小于满量程范围的1/10。  在这里、与理想值的实际差异要小得多。

当相对于 ADC 校准传感器时、您可以通过匹配增益误差的斜率来匹配理想值。  要确定实际斜率、您需要施加一个使用足够满量程范围来准确确定斜率的输入、这样就无需校准噪声。

话虽如此、请考虑虽然 ADC 可以接近300nV 的分辨率、但实际输入电压是一个低电平信号、如果接线可以拾取噪声(EMI/RFI)、则系统的噪声可能是主要的误差源。

此致、

鲍勃 B

您好、Jon。

对于比例式测量 、您可以  从测量中消除激励漂移、从而获得最大的好处。  对于高精度 ADC、 使用输入滤波器降低噪声也是可取的。  尝试匹配基准和模拟输入间的滤波是一个很好的做法、但是最终的困难程度比预期的要高一些。  原因在于参考输入滤波器是相对静态的、而电桥是由于应变元件的性质变化而变化的。

这也是电阻器的容差、因此最终您只需要处于具有类似响应的范围之内。  我建议保持简单、使用 R5和 R6以及差分 电容进行 ADC 输入计算并使用 R7和 CREF 进行平衡、以获得 类似的响应。  我建议 CREF 大约为100nF、然后相应地调整其余元件。

励磁中断时、将来自电桥的 EXC-与 REFN0连接在一起(不是在模拟接地端)、并将 AVSS-SW 连接到模拟接地。  这样一来、电路保持比例式、开关电阻不会对测量产生影响。

此致、

鲍勃 B

您好、Jon。

不要试图过度认为这一点。  由于所有组件都具有容差、因此在实际系统中将永远不会精确测量。  是的、电桥阻抗会影响滤波器。  电流路径中的任何电阻都会影响结果。  还要考虑各种组件的温度系数。  由于这些因素和其他因素、我说 ADC 的输入是动态的、因此建议直接接近匹配。  

您可以使用您展示的 fc 公式(以及应用手册 SBAA201中的公式)。  对于等式1、我通常会消除 CCM/2、因为 Cin 如果比 CCM 大10倍或更多、则会占主导地位。

所以我让自己明白了、让我们后退一步。  假设 电路中没有 Cin、您只对 ADC 输入使用 CCM 电容器。  这可能都与基准滤波器匹配良好、但您可能会看到噪声更大的 ADC 结果。  为什么会发生这种情况？  如果输入滤波器未精确匹配(这些将是我指的 AIN 引脚、而不是基准) 由于组件不匹配或容差、您可以看到滤波器之间的相位存在细微差异、最终成为 ADC 的差分电压。  由于电平信号和增益非常低、这种不匹配可能比完全不使用滤波器更糟糕。  因此在这种情况下、您希望使用 Cin 的差分滤波器主导任何电位相位差。

现在、当我们将差分滤波器与基准滤波器相匹配时、我们真正要做的就是使励磁的噪声在差分输入和基准方面保持相似。  同样、这无法完全匹配、但您确实希望它足够接近、以便在基准和 ADC 输入中、激励的噪声特征滤波看起来相似。

希望这对您有所帮助、

鲍勃 B

您好、Jon。

我认为原理图没有任何问题。  使用基准输入进行单独测量很好、这也是提供多个基准输入的原因。

使用 AVSS-SW 开关连接时需要说明的一点就是。  交换机仅在发出 POWERDOWN 命令后自动打开。  对于您的系统、您很可能需要通过设置 PSW 位手动控制开关。   当 激励电流寄存器1 (06h)中的 PSW 位设置为1时、该开关将闭合。 该开关通过将 PSW 位置0来断开。 该开关默认处于断开状态。  

此致、

鲍勃 B

您好、Jon。

通过使用6线制而不是4线制、最终结果是针对基准的开尔文连接。  通过这种方式、在与电桥本身连接的同一点测量电桥激励。  这种连接方法提高了精度、因为测量不包括激励电压降、并且激励电压不在基准布线中。  很难预测您的应用的整体优势。

连接外部开关无疑是控制励磁的一种可行方法、您应该不会看到任何负面影响、如您的原理图所示。