[参考译文] TIDA-01505：参考设计计算

您好！

我同意您在 TIDA 中列出的前几项中似乎有一些拼写错误。 我将跟踪设计工程师、并要求他回答您的问题。

此致

Peter

您好、Smiththa、

感谢您对本 TIDA 提出问题。 请在下面的行中查看我的答案。

1. 在参考设计中、  以下启动电路的 TIDA-01505计算是观察结果、希望了解其如何为您工作。

1. 启动电流的公式(37)中得出的值错误。 启动电流应为102.6mA、但被称为0.103mA。
2. 因此、达林顿对的集电极电阻器计算值不应为314K 欧姆(如公式(38)所示)。 相反、它应该是314Ohms
3. 在等式(39)中、正确计算出 IC_max =3.1A (方法是取314欧姆、如上文(b)点所述)。
4. 在达林顿对晶体管 STP03D200的数据表中指定了 IC_max ：100mA。 但上面点(C)中计算出的 IC_max 为3.1A。 晶体管如何承受这一巨大的电流。
5. 在等式(40)中、功率耗散是使用3.1mA 计算的、这是错误的、它必须是3.1A。 因此、功率耗散是60W 电源设计的假设。

您能否分享参考设计 TIDA-01505中图(14)所示实验室测试中适用于您的启动电路的计算和值

感谢您指出这些内容。 在将所有方程传输到 最终文档时会出现一些错误。 我们在实验中进行了最后的调整。 快速通道启动减少至15k。 正确的做法是、它需要将冰电流限制在最大100mA 以下。 很抱歉造成混淆。

启动电路在40V–1000V 的整个范围内工作、还是在特定输入电压下工作。

它适用于40V 至1kV 的整个范围。

1. 使用16V @>80mA 的外部电压源(VDD)时、MOSFET C2M1000170D  工作正常。 但对于电流<80mA 的情况、MOSFET 正在加载 VDD 电源、PWM 控制器进入 UVLO 模式、从而禁用 PWM。 我们尝试将 VDD 电容从22uF 增加到270uF。 但它没有帮助。

 尝试将开关频率降至~80kHz。 这有助于减小瞬时电流。

1. 我们看到了一些 SiC MOSFET - C2M1000170D 故障、观察到的栅极和源极短路。 您是否也遇到过类似的问题？ 在满载条件下且更高电压~ 950V SiC MOSFET 出现故障。 您能帮助解决此问题。

 我们没有发现这个问题。 尝试将偏置绕组电压从+20V 降低到+18V。

1. 在 PWM 控制 器的数据表中 、方程式(53)中得出的 UCC28C43-Q1传递函数不包括类型2补偿(请参阅下图)、而参考设计 TIDA-01505  包含类型2补偿。 您能否提供传递函数来检查稳定性。

   类型2提供额外的零。 在实验中对组件值进行了转换和优化。  

1. 在下图中、VDD 与图腾柱的连接直接来自变压器辅助绕组的非稳压电压。 是否有意这样做，如下图(红色)所示。 或者、它应该已连接至调节电源、如图(绿色)所示。

这两个都可以。 具体取决于您要为 SiC MOSFET 提供的驱动电压。

1. 在参考设计 TIDA-01505 中、斜坡补偿网络下为 RRAMP (R71=9.09k Ω)。 但建议根据第2.3.11.1节(公式54和公式55之间)选择高于 RT 电阻器中使用的值(R60 =13K)的电阻器值。 请参阅下图：

 在没有发射极跟随器的情况下、Q15需要满足该条件。 对于发射极跟随器、不需要它。

1. 我们为该设计选择了 EF25 (N87级)变压器、以满足电路板尺寸要求

对于变压器设计、需要注意绕组间电容。 需要尽可能将其最小化、以避免 CS 上的误触发。

您好 Xun、

感谢您的快速响应。

为了更好地理解、我还有几个问题

• • 如您所述、快速通道电阻器值为15k。 这意味着最小和最大输入电压下的 IC 电流分别为2.16mA 和66.16mA、达林顿对晶体管的额定电流小于100mA。 因此、这应该是可以的。 假设6个实例中每个实例为2.5k、功耗大约为10W (66.16mA^2*2.5k)(这是巨大的)、设计中选择了什么封装来满足功率损耗要求？
  •  您能否也共享慢速通道电阻器值、 因为即使存在这种情况、问题也会是功率损耗、这甚至比快速通道更高。
  • 慢通道和快速通道这两个术语定义了什么？ 快速通道是否意味着没有达林顿晶体管的电路？
  • 您的最终设计的工作频率是多少？ 是80kHz 还是140kHz。 因为频率较低的变压器尺寸会增大。 请确认。
  • 您的评论：“尝试将偏置绕组电压从+20V 降低到+18V”。 但这不应成为问题、因为放置齐纳二极管是为了保护 SiC MOSFET 的栅极。
  • 您能否提供适用于您在实验室中的2类补偿网络的最终值。 它是否与参考原理图中提到的相同？
  • 对于您提到的 VDD 连接、这两种连接都是可以的–图腾柱如何在启动期间通过参考设计中所示的连接打开
  • 在下图(CH1： MOSFET 栅极；CH2：PWM IC 输出；CH3：MOSFET 漏极电流、CH4：漏源极电压) 中、可以观察到 、即使 PWM IC 输出是连续的、MOSFET 栅极的 PWM 也不是连续的、  栅极仅在特定的持续时间内看到脉冲 、并且在几 个周期内看不到任何栅极脉冲(其中 PWM IC 输出变为最小占空比)。 此类行为的原因是什么？
    
    
    

您好、Smiththa、

快速通道被称为 不带达林顿晶体管的低欧姆电阻器链。 该电阻链仅在+20V 出现之前的启动期间传导电流。 然后、Q9将关闭并阻止电流、它将不再消耗功率。 输入电压越高、启动时间越短。 因此、您无需考虑如此高的功耗。  

工作频率为140kHz。 但是、当 Vdd 引脚上出现较大的压降时、我建议降低开关频率、从而降低 Vdd 引脚电容器负载。  

 2型补偿网络的最终值与参考原理图中所示的值相同。

如果将 TTPL 的集电极连接到本参考设计中所示的+20V 线路、则需要将+20V 线路连接到外部电源轨。

这些波形是在哪个条件下测量的？

您好 Xun、

感谢您提供信息。

• 上述波形是在 200V 输入电压下以负载(~0.2A)测得的。  如果我们实现 大于1A 的负载 、则没有发现任何问题、即波形是连续的。
• 请分享   在最终设计中为慢速通道电阻器保留的值
• 您   的设计中是否使用+20V 和-5V 的外部电源轨作为 TTPL 逻辑。请确认
• 您是否在实验室测试后有任何更新的原理图。 请分享。

此致

史密斯 M S

您好、Smiththa、

慢通道电阻器的最终值总共为49k。 是的、+20V 和-5V 是从外部施加的。 我没有更新的原理图。 网络上的原理图是最新的。 最后一个变化是微调启动电阻器、以满足相应的平流时间需求。

从波形来看、CS 引脚上的尖峰似乎很高。 电流限制被触发、IC 进入保护状态。  

您好 Xun、

关于慢速通道电阻器、这是否意味着 R37+R39+R41+R44+R48+R49的总串联电阻应该为49K、而不是像现在的原理图中那样为9M Ω(1.5M x 6)？ 此外、当9MOhm 替换为49K 时、当 Q10导通时、电流在1000V 时为~20.4mA、当+20V 出现时、这是启动后的正常状态？ 在该电流下、49K 电阻器上的总功率耗散将为~20W。 即使被分成6个电阻器、每个电阻器上的功率也将为~3.33W！！！

关于快速通道电阻器、这是否意味着 R38+R40+R42+R43+R45+R46的总串联电阻应为15K、而不是~300K、如本原理图所示？

这两项是否是对当前原理图的唯一最终更改？ (参考原理图于2019年7月9日更新)？

关于+20V 和-5V，如果变压器有提供+20V 和5V 电压的辅助绕组(参考设计中的 WA8759-AL)，我们是否仍需要在外部提供这些电源轨？

您好、Smiththa、

37+R39+R41+R44+R48+R49保持相同的9M Ω 并且没有变化、将 R38+R40+R42+R43+R45+R46的总电流更改为49k。 我们还将 R38+R40+R42+R43+R45+R46降至15k、以进一步增加启动时间。 因此不会产生巨大的功耗。

这两个是唯一的变化。 是的、如果电平转换器连接到 R80的节点、则在启动期间需要外部电源。 如果将 R58连接到 VDD 节点、电平转换器将从 R38、R40、R42获取功率... 启动阶段的电阻链。 则无需外部电源。 您可能需要进一步降低电阻值以增加启动功率。 为了正确驱动 MOSFET、电平转换器请求首先存在电压。  

您好、Smiththa、

由于这篇帖子已有几天没有活动、我假设 Xun 已回答了您的所有问题。

如果您有更多问题、我将关闭此帖子、请打开新帖子。

此致

Peter