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作者: TI 工程师 Aki Li, Rayna Wang

高频临界模式 (CrM) 图腾柱功率因数校正 (PFC) 是一种使用 GaN 设计高密度功率解决方案的简便方法。TIDA-00961 参考设计使用 TI 的 600V GaN 功率级 LMG3410 和 TI 的 Piccolo™ F280049 控制器。功率级尺寸 65 x 40 x 40mm,功率密度大于 250W/inch3;在 230V 交流输入和满载情况下效率可达 98.7%;功率因数>0.99,输入电流THD小。此设计适用于多种空间有限的应用,如服务器、电信和工业电源等应用。同时硬件设计符合传导发射、浪涌和 EFT 要求,可帮助工程师实现 80+ Titanium 规格。

TIDA-00961为工业界提供了一套前沿的解决方案,本 FAQ 旨在解决大量工程师在学习本参考设计过程中遇到的常见问题。

1. TIDA-00961的控制程序获取途径?

TIDA-00961所有的资料(包括原理图和程序)已开放,可在DigitalPower SDK中获取,程序文件位置:

C:\ti\c2000\C2000Ware_DigitalPower_SDK_1_01_00_00\solutions\tida_00961\f28004x\pfc2philtrmttpl

DigitalPower SDK可通过官网下载安装,其中还包含所有芯片的参考例程、最新的参考设计源代码、powerSUITE设计工具等。(下载链接)

2. 参考方案的设计功率为1.6kW, 如果想应用于更高的功率场合,有什么建议?

TIDA-00961满载设计功率为1.6kW(high line 230V)、1.2kW( low line 110V),主要是考虑到GaN 半桥功率板的设计功率,同时由于CrM控制模式下峰值电流为平均电流的两倍,因此建议在CrM模式下,一个GaN 半桥功率板对应的设计功率为1kW,所以,本参考设计实际可工作在2kW的满载功率(已通过实际测试)。若想将本方案应用在更高功率的场合,例如3kW,可参考以下3种实现方式:

1)      采用多管并联方式,例如通过双管并联将功率回路上的GaN引入的导通损耗降为原来的一半,从而可在不变拓扑和控制方式基础上提高功率;

2)      增加交错并联的相数,例如,升级原两相交错拓扑为三相交错并联拓扑,同时在控制上,将其他两相的移相角度由1800改为1200和2400

3)      目前方案采用的GaN是LMG3410(Rdson=70mΩ),下一代GaN Polaris 即将推出(预计2019年上半年,目前可联系TI 销售团队进行样片申请),其拥有更低的导通电阻(Rdson=50mΩ),单管能承担更大的功率,且与LMG3410管脚兼容,硬件拓扑和软件控制皆无需变动。因此,直接采用Polaris是提高系统功率的最简便方式。

 

3. 同样使用 GaN实现高效率的PFC参考设计PMP20873是基于CCM模式的,方案采用CrM控制是出于什么考虑?

TI GaN LMG3410 避免了Si MOSFET的反向恢复问题,因而可用于实现图腾柱拓扑的CCM工作模式,可见参考设计PMP26873,但注意到该设计的开关频率为100kHz,如果想通过进一步提高开关频率来提升功率密度,CCM的工作模式将会遇到瓶颈。虽然GaN的开关损耗表现相比Si MOSFET 有优势,但具体来看(见图 1),在硬开关时其开通损耗比关断损耗高,一旦开关频率提高到几百或MHz,开关损耗的比重将大大提高。因此,通过采用CrM模式实现零电压开通(ZVS)为更高的开关频率和更高的功率密度提供了可能。

                 图 1 硬开关时GaN对应的开通损耗和关断损耗

 

4. 参考设计采用两相交错的拓扑的原因是什么?

1) 通过两相交错并联,系统的功率等级可以提升至原来的两倍

2) 相比于两相交错并联,同等功率的单相电路在CRM模式下,电流有效值大,由于开关周期内的峰值电流为平均电流的两倍,因此电流波动大,必然会增加线路和器件的导通损耗。通过交错并联使得各相输入电流或各相输出电流的纹波相互抵消,大大改善了THD表现,对输入差模滤波器以及输出电容的大小要求降低了,同时纹波的减小也使得输入滤波器以及输出电容上的损耗减小。

 

5. 如何理解Phase shedding?

Phase shedding用于提高系统效率,当负载变小时(小于设定的电流阈值),使能Phase shedding关闭第二相,从而提高系统在轻载时的效率。值得注意的是,需控制Phase shedding使能的时刻发生在电压过零点的瞬间,此时环路中的能量最小,从而避免由于Phase shedding导致的电流的过冲或振荡现场。

 

6. 在程序中,当负载变大要加入第二相时,为什么要有gv_out = gv_out*(0.6)的处理?

0.6的系数处理上为了防止潜在的电压过冲问题。在轻载情况下只有一相工作,此时若负载增大至超过设定的阈值时,此时需要立即使能第二相,若此时第二相采用的占空比与第一相的前一时刻占空比一致,相当于产生两倍于之前的能量输出,由于此时负载只是小幅增大,因此将导致很大的输出电压过冲。因此,理论上公式中的系数应采用0.5,但考虑到实际负载仍在变大,采用0.6的系数较为合适。

 

7. 参考设计的PWM 频率最高达1.2MHz,主要靠什么保证?

3) 宽禁带半导体器件GaN使得MHz的开关频率成为可能,TI的 LMG3410内置驱动,最大程度上减小了环路寄生电感的影响,在高频开关动作下依然能保持很低的损耗。

4) 在如此高频的开关下实现系统的精准高效控制,依赖于TI的新一代C2000 MCU TMS320F28004x的优异计算能力。100MHz的主频,除了浮点运算单元(FPU),增加了三角函数运算单元(TMU),通过硬件加速,大大加快了除法、正余弦和均方根等复杂运算的速度,从而保证了在高频中断内环路控制、ZVS控制等算法的实现。同时,F28004x的Type 4 ePWM可实现占空比、周期、死区时间的高精度控制,在高频开关下保持控制的精确性和准确度。

 

8. 高频工作下两相交错的控制如何保证一致而不出错?

本参考设计采用新一代的C2000 MCU TMS320F28004x,最新的Type 4 ePWM引入了一次加载和全局加载功能,保证了占空比、相位等寄存器基于同一设定事件同时更新,可避免潜在的在多相控制应用中的相位控制出错问题。

 

9. 开关频率达到MHz,在EMI上是否有挑战?

相比传统的CCM模式下PFC应用场合,本参考设计的开关频率最高达到MHz,同时采用两相交错并联控制,理论上能大大减小差模滤波器的体积,但也注意到CrM模式是变频控制,对滤波器设计的要求会相应提高;另一方面,GaN LMG3410可通过调整外部电阻大小灵活调整dv/dt,有助于改善EMI问题。目前,本参考设计的开发板正计划交付EMI测试,我们会把测试结果尽快更新出来。

 

10. 程序中的controlISR 中断频率为50kHz,包含了大量运算,该中断运行后剩余多少时间?

controlISR 中断主要用于电流环控制、锁相环的计算等,通过实际的测试获得该中断所需运行时间为12.4µs,CPU 带宽占用约为60%,见图 2。此外,控制程序还包含其他两个中断,分别是:频率为10kHz的tenKHzISR , 用于电压环和phase shedding处理,所需运行时间为20.8 µs;频率为PWM 频率的1/3 的pwmISR,用于ZVS 调整和移相同步控制,所需运行时间为2.04 µs。由此可知,得益于F28004x优异的计算能力,该控制系统的CPU 带宽占用率比较低,仍能为额外的用户功能提供足够的裕度。

图 2 系统中断运行所需时间

11. 原理图中没有OCP等保护电路,该保护功能怎么实现?

1) 本方案无需外部OCP电路,通过采样输入电流,直接利用F28004x片上的窗口比较器(CMPSS)同时实现对输入电流的正负半周的OCP,不需经过CPU的判断处理,通过硬件实现约60ns的快速保护能力。

2) 此外,TI GaN LMG3410内部集成了OCP、OTP等保护功能,若功率回路出现过流,LMG3410能够立刻关断实现保护功能。

 

12. 原理图中PFC的boost电感为15uH,怎么避免在输入电压过零点时刻的电流尖峰?

方案中的boost电感较小,即使很小的电压也会引起快速的电流变化,尤其在电压过零点时,易出现电流尖峰现象。因此,本设计在输入电压过零点时瞬间,由于采用软启动控制,通过判断输入电压的大小,利用状态机控制GaN和MOSFET的开关时序,消除了过零点的电流尖峰,进一步提升电流的THD。关于软启动的具体原理可参考TIDM-1007参考设计说明中的 2.4.4节<Soft Start Around Zero Crossing for Eliminate or Reduce Current Spike>

 

13. 一个开关周期内的功率管开通和关断时间如何决定?

本系统的控制模式基于恒导通时间模式,控制系统由输出电压外环和输入电流内环构成,开通时间Ton主要取决于电压环,同时引入电流内环做微调优化输入电流的THD。关断时间Toff根据伏秒平衡原理求得。

 

14. 硬件电路中哪些是ZVS检测电路的有效部分?

答:我们在设计的过程中曾采用了多种实现ZVS的方式,目前有效的ZVS检测信号为ZVS1_2和ZVS2_2。其中用于产生ZCD_OUTPUT1/2、ZVS1/2和CROSSOVER信号的电路是冗余的,已经不再使用。

图 3 冗余电路

15. 参考设计中是如何实现ZVS的?

参考设计通过两种机制实现ZVS:调整开启主工作管前的死区时间和调整续流管的导通时间,具体如下:

1)   调整开启主工作管前的死区时间

通过电路分析可得,当续流管关闭,开启主工作管前,主工作管上的Vds电压满足:

其中,   ,        ,    

当输入和输出电压满足Vin<0.5Vout时,在主开关管关断时,通过电感和开关管寄生电容的谐振,Vds可以到达0,从而可以自然实现零电压开通ZVS。当Vin>0.5Vout,Vds无法通过谐振到达0,若要实现全范围的ZVS,则需要加入额外的控制算法。具体思路为在电感电流下降到0之后,提供一段时间(死区时间)的负向电感电流Io,为谐振回路注入能量,使得Vds可以到达0。

在Vds降到0时,有

进一步求得死区时间,

另外,当Vin<0.5Vout时,对应的死区时间为

2)   调整续流管的导通时间toff_calc

通过外部ZVS检测电路,该电路用于检测Vds的斜率(dv/dt),产生ZVS1_2作为F28004x片上的窗口比较器(CMPSS)的输入信号。如果主工作管开启时刻产生较大的ZVS1_2,则通过CMPSS判断出此时ZVS没有实现(zvs_lost = 1),因而需在下一个开关周期增加续流管的导通时间toff_calc;若判断此时实现了ZVS,则在下一个开关周期减小续流管的导通时间,避免引入过多的负向电流影响系统效率,因此,这是一种动态调整机制。此外,在程序计算toff_calc时,对于Vin>0.5Vout工况,toff_calc在伏秒平衡计算结果基础上,也加入一段与输入电压大小正相关的延时时间,具体可见acSine_diff的计算。

 

16. 主工作管关断到续流管开通的死区时间是固定的么?

该死区时间对应开关管的寄生电容和boost电感的谐振时间,在传统的模拟控制中,一般采用固定的死区时间设置,而在一个输入电压AC周期内,该谐振时间是变化的,因此,过长或过短的死区时间都不利于提高效率,同时易导致开关动作时机不合适引起的振荡问题。本设计采用自适应死区控制,每个开关周期内都采用死区时间 ,从而进一步提高系统效率。

 

17. 系统能在全范围内实现ZVS吗?

答:目前更新的程序中,可实现全范围ZVS控制的工况为:Vin有效值小于 210V。当

Vin有效值大于 210V时,目前没有根据ZVS检测调整续流管的导通时间(ZVS extension),当前代码用于V2版本硬件电路,未来会优化代码,使ZVS extension在V3版本电路上可工作于210V以上。

 

18. 怎么理解SPLL_1PH_SOGI_FLL_run(&spll3,ac_vol_sensed),锁相环的用途是什么?

SPLL_1PH_SOGI_FLL_run作为C2000 官方库函数功能之一,可通过DigitalPower SDK进一步了解,具体用法和原理可参考文档《 Digital Power Library USER’S GUIDE》,文件位置C:\ti\c2000\C2000Ware_DigitalPower_SDK_1_01_00_00\docs。

在本程序中,锁相环对输入电压进行频率和相位检测,目的在于:

1) 进行正负半周开状态切换的时刻判断;

2)在电压过零点时对开关信号进行软启动处理,使得过零点处的电流平缓过渡,避免电流毛刺的产生;

3)电压相位对应的正弦值用于计算电流环的电流给定值(ac_cur_ref_inst = ac_cur_ref*acSine ,ac_cur_ref为电压环的输出),用于电流环的准确跟踪;

 

19. 在程序中,控制电流环的语句gi_out=DCL_runPI_C1(&gi, SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst), ac_cur_sensed),其中SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst)怎么理解?

本控制程序内集成了Software Frequency Response Analyzer (SFRA)功能,工程师可直接利用本程序启用SFRA功能在线获得系统的环路带宽等参数,无需增加任何硬件设备。一旦使能SFRA功能,SFRA_F_INJECT(ac_cur_ref_inst)代表的信号为在ac_cur_ref_inst基础上叠加特定频率的小信号干扰量。值得注意的是,SFRA功能是服务于项目开发阶段的工具,一旦系统参数调试完毕,可去掉相应的SFRA内嵌代码,释放其占用的带宽,具体可见SFRA的具体使用说明

 

20. 为什么说明书给出的测试结果显示系统工作在Pout = 800W(Vin = 230V)附近时,THD值会跳变?

图 4 THD测试结果

由于该阶段会发生相切(phase shedding)到相加(2nd phase on)的变化,相加后每相所带的负载值变小为原单相运行时的一半。由于低负载时的THD要比高负载时差些,所以导致开启第二相时,THD的值会突然增加。

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    Device may be operating in low-power mode. Do you want to bring it out of this mode? Choose 'Yes' to force the device to wake up and retry the operation. Choose 'No' to retry the operation without waking the device.
    (Emulation package 9.4.0.00129)

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