[FAQ] 为什么我的应用中的压摆率与运算放大器的数据表不符？

答：逐步升高压摆率

压摆率反映运算放大器输出电压随时间发生的最快变化，通常以每微秒伏特数 V/µs 为单位进行测量；但是，一些较低功耗的运算放大器以每毫秒伏特数 V/ms 为单位表示压摆率。数据表压摆率 (SR) 参数是具有大输入信号和单位增益设置的输出电压变化率（除非另有明确说明）。这一个数值通常是数据表中唯一直接反映压摆率的信息。重要的是要知道，并非所有应用都有这种量级的压摆率。此外还要注意，对于所有输入和配置，压摆率并不是一个恒定值。

虚拟零和压摆率

“虚拟接地”概念简化了运算放大器电路的创建和理解。在闭环电路中，运算放大器的大增益特性使输入电压保持相同。输入电压差 (V_ID) 假定为零，可简化运算放大器电路的数学计算。在现实中，有三个因素会削弱这个虚拟接地概念。第一个因素是直流失调电压 (V_OS)。第二个因素是小信号增益；小信号的 V_ID 只是 V_OUT 除以 A_OL（开环增益）。第三个因素是压摆率生成。本应用手册仅讨论压摆率。V_ID 必须为非零才能生成压摆率。V_ID 越大，压摆率越大。经过某点后，随着 V_ID 进一步增加，压摆率不会再增加。数据表中的压摆率值不受 V_ID 进一步增加的影响。

双极详细示例（SR 与 V_ID 相关）

许多双极运算放大器输入级可简化运算放大器电路，如图 1 所示。V_ID，即 [IN+]-[IN-] 电压，控制偏置电流 (B) 在电流路径 I1 和 I2 之间的分配方式。电流 I1 以 1:1 镜像，以产生输出电流 I2-I1，该电流可在 -B 至 +B 之间变化。这个输出电流为补偿电容器 (C_C) 充电，并且该充电速率可转化为输出压摆率。

图 1

因此，输出压摆率 (SR) 可以从 -B/C_C 至 +B/C_{C 之间变化。}  B/C_C 的结果是数据表中指定的压摆率。对于某些运算放大器，正压摆率和负压摆率可能稍有不同；在这种情况下，记录的是较慢的压摆率。数据表中的 SR 始终是 SR 的数值，忽略极性。

每个双极运算放大器的电流 B 和电容 C_C 都不同。但是，V_ID 与 SR/最大 SR 的比率之间的关系在大多数情况下是相似的。  图 2 中的压摆率比例范围 (SR/SR[max]) 与 V_ID 图表数据适用于大多数双极输入级运算放大器。这种一致的关系基于两个公式：V_ID = kT/q*ln(I1/I2)；其中 k = 玻尔兹曼常数，T = 温度（单位为开尔文），q = 电子电荷。第二个公式是最大压摆率的百分比 |I1-I2|/(I1+I2)。 

如果在 V_ID=0 时 I1=I2（更准确地表述为 V_ID = -V_OS），则会出现零压摆率 (0%)。当 [I1 和 I2] 其中一个为零且另一个为全电流时，则会出现最大压摆率 (100%)。这需要 |V_ID| >> 100mV。图 2 显示了相对于大多数双极运算放大器的最大压摆率，V_ID 和压摆率之间的关系。

图 2

                图 2 还适用于所有发射器上具有电流源的达林顿双极输入级。第一个发射器上有一些达林顿运算放大器没有电流源。TS321 就是这样的器件；对于这个运算放大器，V_ID 需要是图表值的两倍。例如，2mV (1mV*2) 提供最大压摆率的 2%。对于 TL074 等 JFET 器件，V_ID 需要大八倍；需要 800mV 才能获得最大压摆率。

CMOS 运算放大器压摆示例

CMOS 运算放大器简化电路与图 1 中的 CMOS 晶体管 T1 和 T2 双极示例相同。漏极电流差取决于电压差的平方加上线性因子，因此，不同的 CMOS 运算放大器之间可能会有一些变化。图 3 中绘制的 TLV9001 数据高达 200mV；曲线看起来与 V_ID 高达 100mV 的双极示例类似。大多数其他 CMOS 放大器将显示类似的行为。在这个常见问题解答的后面部分会多次引用图 3。

图 3

对于 TLV9001，在 VID > 200mV 情况下，出现 100% 的最大压摆率。但是，内部偏置电流 (B) 和 C_C 电容器提供 0.5V/us 的压摆率，而不是数据表中所述的 2V/us。这是因为 TLV9001 采用压摆升压电路将压摆率提高至 2V/us。图 3 是仅基于偏置电流和补偿电容且升压电路未启用时的“自然”压摆率。

压摆升压示例 1

图 4 中的压摆升压简化电路将在 V_ID 变得足够大时，使电容器充电电流增加至超过偏置电流电平。升压电路放大器具有一个死区，输出电流为零，而输入 V_ID 为低电平。当 V_ID 较大时，升压电流 (IB) 将随 V_ID 输入升高。这种额外电流会显著增加压摆率。升压电路可提供正负电流来提升正负压摆率。 

图 4

升压电流 (IB) 与 V_ID 可能会成比例，或它可能在特定的 V_ID 电平时跃升。  TLV9001 采用图 5 中的两种方法。负 SR 升压（蓝色）在接近 -140mV 时按比例增加。正压摆率升压（绿色）突然增加至接近 +270mV，然后按比例升高。无论升压类型如何，升压电流输出都有限制。对于非常大的 V_ID，压摆率将成为固定值。在 TLV9001 示例中，较慢的 SR 约为 2V/us，与数据表值相符。  

图 5

压摆升压示例 2

OPA991、OPA2991、OPA4991 也具有压摆升压，但压摆升压的出现比 TLV9001 要早得多。在大约 60mV 时，压摆升压开始出现较低的初始压摆率。随着 V_ID 进一步增加，压摆率可增加至 32V/us (VID = 800mV)。图 6 和图 7 分别显示了 OPA991 压摆率与 V_ID 的对数标度和线性标度图表。

图 6

图 7

使用数据表确定升压或无升压的四种方法

(1) 比较以 V/µs 为单位的压摆率 (SR) 与以 MHz 为单位的带宽积 (GBWP)

• 如果 SR > GBWP，则可能会出现压摆升压；如果 SR < GBWP，则可能不会升压。TLV9001 的 SR > GBWP，2V/us > 1MHz，因此可能会升压。LMV831 的 SR < GBWP，2V/us < 3.3MHz，因此可能不会升压。

         表 1

(2) 对于其他具有相似电源电压最大值和压摆率的运算放大器，比较每通道静态电流 (IQ)

• 如果 IQ 非常低或属于较低的双模分布，则应该会进行压摆升压。如果 IQ 接近中值或高于中值，则应该不会有升压。TLV9001 具有目前最低的 IQ，因此很有可能会升压。OPA345 已解补偿，这意味着 C_C 电容器（如图 4 中所示）已减小，因此 GBWP 和 SR 会增加，而无需增加 IQ。LMV831 低于 IQ 中

• 值，但比最低 IQ 大得多，因此不确定是升压或无升压。

表 2

 (3) 查看具有突升和突降的任何大信号图。

• 这里有其他名称（如“过载恢复”）的图表。如果未找到，请使用具有最大输入信号的图表。选择 VID 大于 100mV 的最慢 SR 部分以进行压摆计算。对于（噪声增益）NG = 11，表示比终值大1V。对于 NG = 1，表示比终值大 100mV。我选择了“最大”VID 下的绿色椭圆作为最慢压摆。在这两个波形中都有一个初始较快的压摆。这种初始上升的压摆率可能是由压摆升压或内部电容馈通所引起。通常，小幅上升由电容馈通引起，大幅上升由压摆升压引起。对于 TLV9001 波形，所选区域 SR 为 0.6V/µs，小于数据表压摆率 2V/µs 的一半；因此，存在压摆升压。对于 LMV831 波形，所选区域 SR 为 2.2V/µs 上升和 1.8V/µs 下降 SR，接近数据表压摆率 2V/µs；因此，预计不会有升压。   

图 8

(4) 确定小信号图中的 SR。  

• 使用具有最小输入信号和最高噪声增益 (NG) 的图表。可能需要放大以准确测量分度格放大的波形，从而在任何内部正向容性耦合后获得初始压摆率。TLV9001 波形的时分太长，使得上升和下降看起来是垂直线，因此无法以任何精度确定波形 SR。TLV9001 波形既不支持升压，也不支持无升压。LMV831 波形很好，因为输入较小，NG 较高，因此放大后使得上升和下降均可测量。LMV831 波形没有电容馈通耦合的迹象。10mV VID 的初始 SR 与按图 3 图表 (14%) 缩放的数据表值 (2V/µs) 非常匹配（在 50% 至 200% 的范围内）。这种匹配强有力地证实 LMV831 没有升压。   

图 9

压摆率取决于电路信号电平和由反馈网络设置的运算放大器增益

图 10 有两个可产生 1V 输出步长的原理图。左侧 1V 放大了 1 倍，右侧 10mV 放大了 100 倍。

图 10

图 11 是根据图 10 原理图产生的仿真波形。红色曲线是单位增益设置。红色曲线在 2V/us 时上升，与数据表规格相同。绿色曲线具有较慢的压摆率，随着电压升高，压摆率会继续下降。根据图 3，10mV 输入阶跃的初始压摆率为 70mV/us，即 0.5V/s 自然压摆率最大值的 14%。当波形上升一半时，V_ID 已降至 5mV。现在 SR 为（0.5V/us 的）7%，即 35mV/us

图 11

即使 TLV9002 没有压摆升压，单位增益压摆率（0.5V/us 自然值）也会比 G=100 曲线快得多。无论是否进行压摆升压，增益较高的较小输入信号的压摆率始终低于增益较低的较大输入。

支持正弦波或其他非步进输入需要多大的输出压摆率？

频率 (f) 和峰峰值电压 (V_PP) 的输出正弦波的峰值压摆率为 SR = V_PP * π * f。如果运算放大器压摆率不够高，则正弦波变为幅值减小的三角波。对于任何输出波形，压摆率只是波形的一阶导数。通过这些方法可以确定所需的压摆率。

对于步进输入以外的信号，还应考虑增益带宽积 (GBWP)。应用所需的绝对最小 GBWP 为 [频率最大值] * [噪声增益]。对于压摆升压器件上的小信号，最好仅使用 GBWP 来为小输入确定足够的运算放大器速度。

确定所需的 SR 和 GBWP 后，考虑为了生成该压摆率和增益，要将多大的输入信号分配为 VID。选择具有更大 SR 和 GBWP 的运算放大器将减少所需的 VID，并可能减小失真。较高的 SR 和 GBWP 具有较高的静态电流。对于低功耗应用，电源电流和交流性能之间必须作出折衷。

稳定性还会影响观察到的压摆率以及与之相关但不同的上升时间。

具有 90 度或更大相位裕度的非常稳定的电路将具有较长的上升时间，同时因为反馈完全为负，观察到的 SR 较慢。非常稳定电路的优势在于没有过冲。具有 45 度或更低相位裕度的极其稳定和稳定性差的电路具有显著的正反馈效应，会缩短边沿时间并增加观察到的 SR，但代价是出现过冲、振铃或可能的振荡。

概要

数据表中的压摆率参数是典型的输出快速变化率，以 V/us 为单位。小输入和高增益应用中的压摆率会降低。需要输入差分电压 V_ID 来实现输出压摆率。要使 SR 更快，则需要 V_ID 更大。V_ID 越大，越不容易实现虚拟零运算放大器概念，因此可能更易失真。最好选择一个压摆率和带宽足够高、能降低信号失真的运算放大器。

其他资源

TI 高精度实验室有关压摆率的详细信息：TI 高精度实验室 - 运算放大器：压摆率简介

应用报告：了解运算放大器规格。请参阅第 [4、4.1、5.13] 节

TI 高精度实验室压摆率基础知识：https://training.ti.com/ti-precision-labs-op-amps-slew-rate-lab