This thread has been locked.

If you have a related question, please click the "Ask a related question" button in the top right corner. The newly created question will be automatically linked to this question.

[参考译文] INA333:单片仪表放大器和驱动右腿(请忽略器件型号)

Guru**** 2390735 points
Other Parts Discussed in Thread: TINA-TI, TLV9351
请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

https://e2e.ti.com/support/amplifiers-group/amplifiers/f/amplifiers-forum/1529300/ina333-monolithic-instrumentation-amplifiers-and-driven-right-leg-please-ignore-the-part-number

器件型号:INA333
主题中讨论的其他器件:Tina-TITLV9351

工具/软件:

您好、

我尝试在设计中添加右腿驱动、并有几个问题。 我得到的概念很好,但我在网上看到的大多数论文/文档/文章/视频从多个来源没有解释所有的组件或我如何计算适当的值,所以我仍然有一些未知。

注意:许多 DRL 的演练/派生会从两个缓冲器的输出获取共模信号、因为这足以从概念上演示内容。 我不希望从分立式运算放大器制作自己的 INA、因此、以下所有内容都适用于使用来自外部增益电阻器的共模信号来实现 DRL。

1) 增益电阻网络。

在一些设计中、我看到分接两个增益电阻器上的共模信号:

其他设计还添加了第三个与这两个器件并联的电容器:

有人能解释一下第三个电阻器的原因吗? 它只是为了元件匹配/容差、还是与在反相放大器之前使用缓冲器有关? 如何为下游放大器和 INA 的适当增益选择合适的值?

2) 使用缓冲器

一些设计将抽头的共模信号直接馈入反相放大器:

其他设计在反相放大器前面有一个缓冲器:

这种方法有哪些优点? 是为了防止反相放大器中的任何不稳定因素重新进入 INA 中的共模信号吗?

3) 过滤

基本设计只需使用电阻器网络来设置反相放大器和短路保护电阻器的增益:

其他滤波器包括低通滤波器和稳定滤波器:

我看到其他人使用高通滤波器(?) 太多:

我的基本理解是、滤波器无论如何都要抑制信号通带之外的高频噪声。 此外、由于大多数 INA 的 CMRR 较低且高于~10-20kHz、因此我们应该忽略该范围。 如果我仍然在放大器输入端进行滤波、那么我不应该尝试将其反馈回。

低通的转角频率是否应该与我的输入滤波器大致匹配? 即、RFI 滤波器的–3dB 频率约为 45Hz、因为我使用的是 EEG、并且任何高于该值的噪声都超出了应用的范围。 我是否应该在逆变器上滤除大致相同的频率范围?

然后、我假设稳定部分是为了防止反馈网络中出现谐振、我们需要在使用负反馈时抑制信号、因此输入端共模信号中的脉冲可能会导致 DRL 电路来回剧烈振荡。 是否有关于如何为此计算适当值的指南、或者我是否可以在使用运算放大器时使用有关衰减负反馈环路的通用参考? 我以前在其他场合见过共振的概念,但没有专门在电子产品中看到,所以我想我可能可以查找一个通用电路模板并使用它 — 但它的 soe 可能会让我稍稍作了解、我不确定这里是否需要考虑一些特殊注意事项。

是否有人能够帮助我或在这些问题上指出正确的方向? 或者、您是否知道有关如何选择实现 RLD 子电路的具体细节的任何资源? 由于我找到了许多有关概念的指南、但在我对电子产品的理解程度较低时、我一直在努力将其转换为我可以使用的特定原理图。

非常感谢您的帮助!!

  • 请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    您好、Ben!

    1. 增益网络。
      不同增益电阻器网络中的差异可能是针对特定的戴维南等效电阻、但最终目标是生成一个与两个输入放大器共模相等的电压基准点。 不过、Rg 两端的电压中点是共模电压。
      下面是使用理想元件创建的电路。 输入 VCVS 器件配置为允许 VG1 设置输入电压差、并允许直流源 VCM 设置输入电压共模。 在仪表放大器中、输入共模电压的值将是 IN+和 IN-、Vinp 和 Vinm 的平均值。 如果您能够抽头单个增益设置电阻器的精确中点、该电阻器中间的电压将等于您的 VCM。 由于大多数电阻器没有中点抽头、因此我们使用两个电阻器并在此处抽取中点、然后进行数学运算以获得正确的等效电阻。 最终、如果您有两个串联电阻或 500 个串联电阻、仪表放大器 (IA) 并不关心、它关心 RG 引脚之间的等效电阻、因此 IA 的功能不变、并且您有一个方便的点来检测共模。

      如果您想查找相关信息、请访问以下 TINA-TI 仿真: e2e.ti.com/.../Ben_5F00_Ideal_5F00_INA.TSC
    2. 缓冲器还是不缓冲器?
      与上述主题类似、仪表放大器的增益将由 IA 的 RG 引脚之间的阻抗决定。 如果反馈网络具有足够高的阻抗、而不会干扰 RG 处的等效阻抗、则不需要缓冲器。 如果您不想进行等效电阻数学运算、缓冲信号会将缓冲放大器的所有非理想因素添加到共模信号中、但代价是运算放大器具有高阻抗输入、增益电阻器网络几乎没有负载。
    3. 共模滤波
      该反馈系统可能会在总反馈环路中引入大量的相位滞后。 这可能会导致不稳定、有一个幻灯片版本质上是一本介绍反馈环路的一些闭合分析速率的画册、尽管它采用了一种出乎意料的不同架构、其中 IA 的共模由单独的放大器驱动。
      https://www.google.com/url?sa=t&source=web&rct=j&opi=89978449&url=/cfs-file/__key/communityserver-discussions-components-files/14/RLD.pdf&ved=2ahUKEwii85WE_vuNAxVPLtAFHTaHANsQFnoECBwQAQ&usg=AOvVaw0wzUJg0Am3MDFtY1Yaagf6

      本文介绍适用于 DC/DC 转换器的类似补偿类型、但其实现方式相似。

      https://www.ti.com/lit/an/slva662/slva662.pdf

    此致、
    Gerasimos

  • 请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    同样! 我想知道 Ed/EDD/Eddy 可能是第一个回答:)

    好的、谢谢、我没有想到这些术语、但我认为我理解 1) 和 2)-这实际上只是运算放大器看到的串联电阻。 因此、对于高增益、我们需要一个根据数据表计算得出的低值增益电阻器。 如果这直接进入具有低输入电压噪声和低偏置电流等特性的高输入阻抗运算放大器、那么我们应该做到最好。 但如果我们使用价格低廉甚至是实际使用的运算放大器、情况可能并非如此。

    所以我们只是简单地拼凑:

    • 电阻器的阻抗、由反馈链中首先出现的任何运算放大器视为其源阻抗
    • 运算放大器的输入阻抗
    • 电阻器上的热噪声会使发送到反馈网络的共模信号变得模糊
    • 反馈网络进入增益网络的噪声污染。

    作为附录、由于各种原因、我们可能会在运算放大器的输入引脚前面或与之并联的情况下使用其他组件、如上面屏幕截图中的 12.7k 所示、其中显示青色/绿色/紫色文本。 我不确定为什么会出现、但如果反馈网络需要它、缓冲器就会阻止它成为电阻网络的一部分。

    总之、在完全理想的环境中、零电流从增益电阻网络的抽头流向运算放大器、运算放大器的零噪声或杂散电压会影响增益网络、网络会设置适当的增益(?) 因此、如果我们无法找到仅采用 1:1 分压器的良好解决方案、则使用第三个电阻与另外两个并联。

    对于缓冲器、如果我们在反相放大器上使用低通滤波器、如下所示:


    此电容器提供高频信号、以绕过运算放大器的高阻抗输入、从而在高频下加载增益电阻器。 如果上面两个增益电阻器存在轻微的失配(这意味着一个为 26k、一个为 28k)、我们将在减法器级之前生成差分信号、并显著降低 CMR。 我Sparkles、即使它们完全匹配、我们也可能由于某些Sparkles原因降低理想元件三运算放大器的 CMR 我现在无法用言语表达(我应该考虑一下您的仿真,看看会发生什么! 我自己敲了一个类似的,所以最好比较他们,谢谢你)或交替为现实世界的单片 InAmp,因为他们的工作原理的内部比理想的等效电路更复杂。 无论哪种方式、

    我一直认为缓冲区有点像一种“固定“电压的方式。 说它们可以设计得有点像交流电流二极管也是公平的吗? 与实际二极管不同、它在传统电流或正/负电压的方向上形成了一个屏障、防止一级向另一级施加电压。 它们具有高输入阻抗、低输出阻抗(能够拉取和灌入电流)、因此、另一种思路是、如果我将三角旋转 180 度、指向可以流过的电流方向 A(不可忽略不计)。 驱动基准引脚时、电流可以在 INA 和运算放大器输出之间沿任一方向流动;在此设置中、缓冲器和增益电阻器之间只有可忽略不计的电流可以沿任一方向流动。 因此、在我希望设计的一个阶段与另一个阶段在逻辑上分离的情况下、我或许应该考虑使用一个阶段。


    在 3 点,我会在适当的时候读这篇文章;链接对我来说是断开的,但看起来应该是这个,如果有其他人正在阅读,作为参考。

    /cfs-file/__key/communityserver-discussions-components-files/14/7838.RLD.pdf

    我确实有这些内容的副本;希望随附的备注/音频更容易消化、这样我可能会看到我是否能找到视频或幻灯片办公桌上的任何内容!

    再次感谢,对不起,因为我谈过的事情,我的回答有点糟糕!

    Ben

  • 请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    Ben、

    但如果我们使用的是价格低廉甚至真实的运算放大器、情况可能并非如此。

    是、但您可以根据运算放大器的输入阻抗规格进行验证、并且不会很昂贵。 TLV9351 具有以下输入阻抗、等效电阻网络如下所示。

    为了方便数学计算、我们可以假设阻抗连接到放大器的 V-。

    通常、RG 电阻器应该是高精度和低漂移的电阻器、因为它们控制输入级的增益、如果它们不精确、则会在误差中占主导地位。

    添加 12.7k 电阻器用于设置误差放大器的最大增益。

    即使在理想的 3A 放大器范围内、上调包围理想放大器的电阻器的匹配率和比率也会显示出 CMRR 的正确降级、因为在这些情况下、电阻器匹配是主导误差源。 运算放大器 CMRR 通常大于 120dB、而电阻匹配导致 CMRR 最佳约为 100dB。 有一些器件实现了更好的匹配、但通常会在差分放大器中的 CMRR 的整个范围内实现、这就是第三个放大器采用当今电阻器匹配最佳实践时所做的、这大约是它们的表现所在。

    我不确定是否完全遵循了交流电流二极管的比较、但正确的是、通常会采用缓冲器来在检测到的节点上准确复制电压、而不会对该节点施加负载效应。 这是您提到的放大器的理想特性造成的。 我认为运算放大器是简单的反馈机器。 运算放大器只能控制一个节点、即输出、最终目标是驱动反相反馈节点 IN-使其等于 IN+。 在反馈中应用电阻网络会提供一个比例因子、输出必须遵循将输入设置为相等的要求、但最终这是基本的工作原理。

    此致、
    Gerasimos

  • 请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    很抱歉耽误了很长时间,我的手都坐满了,直到现在都没有时间回头看 DRL 了!

    那么、电阻网络是否更只是选择第三个电阻来消除前两个容差的任何不匹配? 我想对于给定等效电阻/增益和给定运算放大器、我应该从哪里开始选择值以及如何挂钩逆变器、我感觉有点迷失。

    再次感谢

  • 请注意,本文内容源自机器翻译,可能存在语法或其它翻译错误,仅供参考。如需获取准确内容,请参阅链接中的英语原文或自行翻译。

    嗨、Ben、

    不用担心! 是的、添加足够小的第三个电阻器将导致较小的电阻器在误差分析中占主导地位。 如果您正在考虑如何添加积分器、最简单的方法是缓冲中压点。 这样就无需计算复杂的电阻网络及其对等效 Rg 的影响。

    如果您有一对具有良好绝对和相对容差的匹配电阻器、这可能是不错的选择、因为您不需要使用两个不精确的电阻器和一个精密并联电阻器。

    此致、
    Gerasimos