[参考译文] INA241A-Q1：为 FOC 选择 CSA

尊敬的 Abdul：
感谢您提问并使用 E2E 论坛。 由于美国假期、我们目前不在办公室。 我们返回 1/20 时会有人回复。

您好 Abdul、  

感谢您发送编修。  

这是一个非常有趣的应用。  

提供给器件的频率内容有助于我提出建议。  

您能告诉我此应用的输入电流频率范围是多少以及波形的类型吗？ 这将帮助我了解要保留的频率成分。  

您是否还能提供输入共模电压波形？ 这将有助于我了解要在输出端滤除的频率成分（可能）。 我假设您可能需要抑制此图中所示的任何共模瞬变：

我期待着你明天的回应。

此致、  

Joe

感谢您的发布。  [/报价]

您好、

相电流波形包含一个用于 FOC 的低频正弦基波分量、并与高频 PWM 纹波和开关伪影叠加。 当 电机 (1 和 2) 速度为 56 & 303RPM 且具有 20 极（10 个极对）时、基本电气频率约为 10Hz 至 100Hz。 PWM 开关频率为 20kHz 至 50kHz 、它在 PWM 频率及其谐波上引入高频分量。

我们的目标是保持 FOC 算法所需的基本相电流成分（振幅和相位）、同时衰减与 PWM 相关的纹波、开关尖峰和其他高频噪声。

由于我们使用低侧电流检测、由于 MOSFET 开关、接地反弹和寄生效应、输入共模电压会经历快速瞬变。 这些发生在具有快速 dv/dt 边沿的 PWM 频率下。 该 CSA 是否能够提供如此高的 dV/dt。

是的、我们的目的是在保持基本电流波形的同时抑制这些共模瞬态。

如果您需要其他波形数据以进行进一步分析、敬请告知。

您好 Abdul、  

感谢您的澄清。

我忘记了一条信息、那就是共模电压波形的上升时间。 根据波形的上升时间、我可以估算频率成分、如下所示：

我还有其他一些想法和建议来减少系统中的噪音：

• 保持开关节点较小、以提高 EMC
  • 我不确定您对此有多熟悉、但您几乎可以将其视为表面积问题。 表面积越大、耦合到其他信号层并导致问题的可能性就越大。
• 如果可能、我建议 PCB 中交替使用 GND 层。 如果系统中存在噪声、我们希望所有内容都“一起移动“并以同一 GND 为基准。 此外、GND 层越多、该 GND 的表面积和稳定性就越大。
  • 
• 尽管这是不同的器件、但我建议采用低噪声布局、如本应用手册所示、其中顶层的 GND 与内部 GND 层相连。 我只想在您的应用中指出 LV 布线或 INA241 输出的 GND 拼接和屏蔽：
  • 在高电磁干扰应用中使用 TMCS11xx
  • 

以下是我正在考虑的筛选方法：  

• 输入侧：
  • 
  • 我们将能够调整此滤波器、以获得适当的截止频率、并且共模电容将根据电压波形的上升时间来调整大小。
• 输出侧：  
  • 我认为、正如我在上面建议的那样、在进出电缆线束时、布局至关重要。  
  • 滤波：  
    • RC 低通滤波器

抗 PWM 器件通常不建议使用输入滤波器、但是、我认为我们要寻找尽可能干净的输出波形、因此为输入滤波器元件留出空间可能会大有裨益。 我想避免这里显示的失真：

我希望这对您有所帮助、  

Joe

您好 Abdul、  

我刚刚意识到我们还有一份具有 FOC 控制功能的 INA24x 设计指南： https://www.ti.com/lit/ug/tiduf82b/tiduf82b.pdf 

我希望这对您有所帮助、  

Joe

您好、

我们使用的是 MOSFET IUA170N10S5N031、其额定上升时间约为 6ns。 ≈此上升时间、相应的共模转角频率约为 53MHz (fc π 1/(2 π tr·))、表示开关边沿产生的共模噪声包含高达约 50MHz 的显著频谱能量。

为了缓解电流检测放大器 (CSA) 输入端的这种共模噪声、我们实施了无源 RC 输入滤波器。 作为设计指南、滤波器截止频率选为共模转角频率（即 5MHz 附近）的十分之一、以便在远低于噪声带宽的情况下实现足够的衰减。

建议的组件值如下：

RFILTER = 47Ω（IN+和 IN−上都有串联电阻）

CCM = 1nF（从每个输入到模拟接地）

CDIFF = 47 pF（IN+和 IN−之间）

使用这些值：

共模截止频率为

FCM = 1 /(2π·RFILTER·CCM)≈3.4MHz

差模截止频率为

FDIFF = 1 /(2π·(2·RFILTER)·CDIFF)≈36MHz

这确保共模噪声在低 MHz 范围内显著衰减、而差分电流检测信号带宽在很大程度上不受影响。

考虑到输入稳定性、精度和 EMI 稳健性、您能否确认这些滤波器值和截止频率是否适合与 CSA 配合使用？

您好、

我们使用的是 MOSFET IUA170N10S5N031、其额定上升时间约为 6ns。 ≈此上升时间、相应的共模转角频率约为 53MHz (fc π 1/(2 π tr·))、表示开关边沿产生的共模噪声包含高达约 50MHz 的显著频谱能量。

为了缓解电流检测放大器 (CSA) 输入端的这种共模噪声、我们实施了无源 RC 输入滤波器。 作为设计指南、滤波器截止频率选为共模转角频率（即 5MHz 附近）的十分之一、以便在远低于噪声带宽的情况下实现足够的衰减。

建议的组件值如下：

RFILTER = 47Ω（IN+和 IN−上都有串联电阻）

CCM = 1nF（从每个输入到模拟接地）

CDIFF = 47 pF（IN+和 IN−之间）

使用这些值：

共模截止频率为

FCM = 1 /(2π·RFILTER·CCM)≈3.4MHz

差模截止频率为

FDIFF = 1 /(2π·(2·RFILTER)·CDIFF)≈36MHz

这确保共模噪声在低 MHz 范围内显著衰减、而差分电流检测信号带宽在很大程度上不受影响。

考虑到输入稳定性、精度和 EMI 稳健性、您能否确认这些滤波器值和截止频率是否适合与 CSA 配合使用？

您好、

我们使用的是 MOSFET IUA170N10S5N031、其额定上升时间约为 6ns。 ≈此上升时间、相应的共模转角频率约为 53MHz (fc π 1/(2 π tr·))、表示开关边沿产生的共模噪声包含高达约 50MHz 的显著频谱能量。

为了缓解电流检测放大器 (CSA) 输入端的这种共模噪声、我们实施了无源 RC 输入滤波器。 作为设计指南、滤波器截止频率选为共模转角频率（即 5MHz 附近）的十分之一、以便在远低于噪声带宽的情况下实现足够的衰减。

建议的组件值如下：

RFILTER = 47Ω（IN+和 IN−上都有串联电阻）

CCM = 1nF（从每个输入到模拟接地）

CDIFF = 47 pF（IN+和 IN−之间）

使用这些值：

共模截止频率为

FCM = 1 /(2π·RFILTER·CCM)≈3.4MHz

差模截止频率为

FDIFF = 1 /(2π·(2·RFILTER)·CDIFF)≈36MHz

这确保共模噪声在低 MHz 范围内显著衰减、而差分电流检测信号带宽在很大程度上不受影响。

考虑到输入稳定性、精度和 EMI 稳健性、您能否确认这些滤波器值和截止频率是否适合与 CSA 配合使用？

您好 Abdul、

我们使用的是 MOSFET IUA170N10S5N031、其额定上升时间约为 6ns。 ≈此上升时间、相应的共模转角频率约为 53MHz (fc π 1/(2 π tr·))、表示开关边沿产生的共模噪声包含高达约 50MHz 的显著频谱能量。

为了缓解电流检测放大器 (CSA) 输入端的这种共模噪声、我们实施了无源 RC 输入滤波器。 作为设计指南、滤波器截止频率选为共模转角频率（即 5MHz 附近）的十分之一、以便在远低于噪声带宽的情况下实现足够的衰减。

这一切都是正确的。

以下是我对您建议的解决方案的评论：

建议的组件值如下：

RFILTER = 47Ω（IN+和 IN−上都有串联电阻）

CCM = 1nF（从每个输入到模拟接地）

• 为了获得最佳精度、我将 RFILTER 减小到 10Ω（越低越好，如本应用手册：电流检测放大器的输入电阻误差）中所示）  
• 我将在考虑较低电阻的情况下重新计算所需的截止频率、并且 CDIFF 的电容应至少比 CCM 大 10 倍。 原因是在放大器增益较低频率电容器两端的电压之前、高频内容应“分流“。  
• 我还建议在 50MHz 处使用具有低阻抗点的共模电容器。 如果您告诉我帽的封装尺寸、我可以帮助您进行选择。  

我希望这对您有所帮助、  

Joe