我们正在尝试使用 tlv07运算放大器实现仪表放大器、以将10mV 信号放大500倍。 电路与此类似(电压源 提供-10米步长信号)
为什么上升时间这么高(~0.250ms)？ 电路是否存在问题？ 或者运算放大器是否存在问题、在这种情况下、请您在相同的价格范围内建议类似的运算放大器。 此外 、我们还希望使用分立运算放大器来实现 INA、以用于研究目的、因此我们不希望使用 INA 芯片。 我们非常感谢您对电路改进的任何建议。 谢谢
编辑：我不确定输出是否在帖子中可见、如果不在此处、则为：
早上 Desiree、
是的、5k 可能太远了-在第二级50k R 时、相位裕度大约为55度、这还不错、只是输出噪声稍微达到峰值。 25kohm 固定电阻(相位裕度约为70deg)、并且输出噪声略低、无峰值。 高增益第一级使这些噪声可接受、
我想说、如果您关心功耗、TLV07上的电源电流范围是惊人的-每通道的典型值为930uA 至1.8mA 最大值？
我想还有其他器件具有更严格的控制、
谢谢 Michael！ 不过、我有一个问题、您是如何获得55度相补角的？ 我使用50k Ω 电阻器仿真了电路的交流传输特性、 并获得了幅值和相位图、如下所示。 我得到的相位值为59.74、因此相位裕度不应该为180-(相位)？
环路增益(LG)与闭环的良好映射是一个完全不同且更大的主题、您正在运行闭环、显示了我希望从55度相补角产生的峰值、
这是 LG 仿真结果、25k 欧姆显示了大约65deg 的相位裕度(这将是平坦的闭环响应)
如果您想进一步练习、这里是该文件、
e2e.ti.com/.../TLV07-diff-amp-LG.TSC
这是一篇介绍我在这里所做的工作的文章、
是的、我正在寻找一个。 感谢您的建议！
我还有一个与仪表放大器带宽相关的小问题。 我将查看整个仪表放大器的传输特性、如下所示：
我的问题是、如何为类似这样的响应定义带宽？ 如果我仍然查看-3dB 点、在这种情况下、它是2.27kHz。 我的下一个问题是、是否有从数学上 近似计算放大器带宽的 INA 带宽？ 我假设它应该为1MHz/501 (第一级的噪声增益)。 但是、如果我将第1级的噪声增益提高到1001、则它不会保持不变、在这种情况下、-3dB 点在数学上对应于~1kHz、但波特图显示大约为565Hz。
对于您所拥有的差分放大器输入、您可以将该 Rg=80欧姆拆分为两部分、并将中间部分接地、差分信号将认为它与您所拥有的结果相同、因此噪声增益为1+20k/40ohm = 501V/V 要进行测试、请在第一阶段运行 SSBW、在第一阶段我们预测的 SSBW 为1.1MHz/501 = 2.2kHz、我们得到2.28kHz？ 该模型用作1.1MHz GBP。 这里的主题之一是、当您检查类似的东西时、您需要验证模型中的实际内容、而不是数据表中的内容。 数据表中的1MHz 似乎是轻微错误的 Aol = 0dB 交叉、而不是我通过观察 Aol = 40dB 点得到的1极点 Aol 投影、然后采用该 X100。 如果噪声增益实际上为1 +20k/80、则该增益将为4.39kHz -这与我们得到的结果不同。
是的、这里是 AOL 测试仿真、您可以在该仿真中看到 AOL 上的40dB 点等于1.1MHz GBP (这是您实现更高增益和许多其他功能所需的) 当实际 Aol = 0dB 交叉频率为1MHz 时、这是错误地报告为增益带宽积的结果-这是由频率较高的极点将其下拉一位引起的。 这里不是一个大错误、但有时它非常常见。
我只想补充一点、对于10mV 之类的小输入信号、任何电路的上升时间都是有效带宽的函数、t_rise = 0.35/fc、其中 fc = GBW/GCL、而不是压摆率的函数。 因此、对于 GBW 为1MHz 且闭环增益为500的 TLV07、上升时间= 0.35/fc =~175us - 请参阅以下培训材料：
此外、即使仿真可能未显示问题、您的电路(如下所示)在不 将输入共模电压参考到系统接地端的情况下仍无法在实际应用中工作(其在原理图上浮动) -如果没有它、则没有输入偏置电流的路径、因此输入共模和输出电压将在其中一个电源轨上崩溃。
您好、Desiree、
假设1k 称重传感器的灵敏度为1mV/V、偏移电压为0.15mV/V、最大激励电压为12V、我可能会这样做：
e2e.ti.com/.../desiree_5F00_tlv07_5F00_1.TSC
整个电路使用10V 单电源。 电桥也提供10V 电压。 为了减少不必要的、不稳定的反馈、通过通用电源电压、可通过 R19和 C19对电桥激励电压进行滤波。 R19可以稍微增大一点。 如果需要、C9可以增加更多的扩展。
R2、R9和 C10构成差分低通滤波器。 C10的值可以介于10nF 和100nF 之间。
R2、C1和 R9、C2构成共模低通滤波器。 C1、C2的值可以介于100p 和1n 之间。 请记住、这两个共模滤波器的任何不平衡都会降低电路的共模抑制性能。 因此、为 R2、R9、C1和 C2获取更好的1%容差部件。
电路输出(VF1)应连接到 ATMHz 328的 ADC 输入、A µC I 经常工作。 R14和 R15组成分压器、将0...+10V 的 TLV07输出电压范围转换为0...+4.19V。 由于没有负电源电压和分压器、因此无需保护电路即可将 μ µC 直接连接到电路的输出。
ADC 的 Vref 预计为4.096V、每秒可抽取100个样本。
为了能够处理电桥的负向偏移误差电压、U4生成1.3V 的偏移电压。 与分压器一起、来自电桥的-1.5mV...+11.5mV 输入电压范围转换为大约+90mV...+3.998V 的范围、来自电桥的零输入电压转换为+544mV。
C3与 R14和 R15一起构成电荷桶滤波器。 C3的大小为100nF/14pF=7143、是 ADC 14pF 采样保持电容器的倍。 因此、在采样保持电容器 C3充电期间、它的电压下降到低于1LSB。 请记住、ATMHz 328的 ADC 是10位。
根据 µC Ω 的数据表、ADC 需要小于10k 的源电阻。 R14和 R15构成1/(1/25k + 1/1.8k)=1.05k 的源电阻。 这就足够了。
大约1k 源电阻和100nF 电荷桶电容形成100µs μ s 的时间常数。 100µs 每10ms 采样一次时-根据每秒100个样本- U3有10ms/μ s=100个时间常数来再次为电荷桶电容充电、这已经足够了。
正如您所说的、信号带宽为直流、每秒采集100个样本应该就足够了。
100p 电容器用于滤除一些噪声并增强相位裕度。 由于 TLV07相当简单、因此这些电容器并不是真正必要的、但很适合使用
Kai
Desiree、您好！
电荷桶滤波器还有另一个优势。 要演示这一点、请参阅 OPA320数据表的图44、Marek 建议使用该数据表：
ADS8326具有一个输入电路、该电路与50R 电阻串联一个48pF 采样电容器。 如果没有100R 和1nF 的推荐电荷桶滤波器、则在对采样电容器充电时、将需要 OPA320提供大电流尖峰。 在此期间、OPA320会在输出端看到有效短路。 看到这个巨大的电流尖峰：
另一方面、使用推荐的电荷桶滤波器、OPA320输出提供的电流尖峰会以三倍的方式降低、因为电流尖峰的主要部分由1nF 电荷桶电容提供、因此：
e2e.ti.com/.../desiree_5F00_opa320.TSC
这里的关键点是、当电荷桶电容器直接安装到 ADC 的输入端时、由电流尖峰形成的环路会降至绝对最小值。 另一方面、如果没有此电荷桶滤波器、电流尖峰环路会扩展到相当大的布板空间。 因此、可能会涉及相当大的迹线电感、稳定时间可能不再由固有的 OPAMP 稳定时间决定、而是由迹线电感和其他复杂阻抗决定。
因此、除了可能降低带宽和电荷桶滤波器的其他假设缺点之外、在靠近超动态 ADC 输入的位置安装一个电荷桶电容器并进行所有糟糕的开关是一个良好的设计做法、以便将电路板噪声保持在最低水平。 在大多数情况下、省略电荷桶滤波器会造成比良好更严重的损害。
Kai
