[参考译文] LM8272：难以尝试使用运算放大器驱动功率 MOSFET (模拟信号)

您好 Jeffery、

驱动 FET 与向反馈环路中添加 FET 略有不同。 如果长环路具有相位滞后、则环路的稳定性将成为一个问题。

您的电路是否更接近左侧或右侧原理图？

您是否有要共享的波形？

它肯定是左侧。 输入恰好是交流耦合的、因此有一个输入电阻器会返回到您显示接地的位置(恰好有一个小齐纳二极管会向下到达实际接地以进行偏置、实际上位于运算放大器电源的负轨上、因为我正在使用现有电路)。 有一对驱动相位逆变器的相反端、但"crust"看起来非常对称、并且高度依赖于输入振幅。 该应用需要相当大的带宽、因此右侧的版本似乎不可行、只是作为一个实验。

您好 Jeffrey、

您能否显示原理图？ 您需要什么带宽？

Kai

您好 Jeffrey、

喜欢这个吗？

e2e.ti.com/.../jeffrey_5F00_lm8272.TSC

Kai

和频率响应：

Kai

更好：

e2e.ti.com/.../jeffrey_5F00_lm8272_5F00_1.TSC

Kai

好的，Kai 先生，如果它与我想做的事有任何关系，这一切都将是非常美妙的。 您可以看到、我正在构建的每个"电流源"都连接到音频输出变压器的两端、中间抽头约为4K 欧姆(中间抽头是475伏电源的连接位置)。 只要我只看"空载"变压器、输入和输出侧看起来都很好、我就不会产生大量的"输出电压"。 但是、一旦我"连接测试负载"到次级侧、我实际上要求 MOSFET 提供实际电流、变压器两侧的波形告诉我它不准备提供任何实际电流。 现在、即使我使用"简单的"左侧电路、也会出现这种"不稳定性"、这种电路不会引入任何我必须担心的额外极点 (不是因为我不理解您所展示的电路的巧妙性、但我可能需要引入我自己的"网络"来处理变压器引入电路的特性、例如漏电感)。 而当我插入真空管时、这个"有缺陷的输出变压器"工作正常。 我一直听说、"功率五极"真空管建模为电压控制电流源。 (当然、我不会尝试"调节"与真空管相同的运算放大器输入电压。) 当然、您的电路是查看负载电阻器上产生的电压、这是一个完全不同的问题。 那么、如何使用功率 MOSFET 将大电流驱动到变压器中、您有什么想法吗？ (没有、我还没有这方面的原理图。)

Jeffery、

您如何确定真空管解决方案提供电流驱动。 我认为它更有可能为变压器提供电压驱动。 您是否有两个五级管、每个变压器初级端一个？  使用管路原理图可以更轻松地转换为 FET。  我的第一份工作是修复电视套件。 我以前从未将一个转换为 FET。

查看标有"板特性"的图表、您选择电网电压、它很好地映射到左轴上的板电流：

""="" href="https://www.telefunken-elektroakustik.com/wp-content/uploads/2017/06/6L6GC-TK-Tube-Data-Sheet.pdf">https://www.telefunken-elektroakustik.com/wp-content/uploads/2017/06/6L6GC-TK-Tube-Data-Sheet.pdf

是的、每一端有一支试管 我目前在同相输入端有一个10K 输入电阻器、有一些输入偏置电流、因此在"空闲"时、输入比返回值大约高25毫伏、实际上空闲电流为零、并且两侧始终被驱动为异相。 您希望始终驱动电流、否则负载将滞后于变压器中的漏电感量。 令人困惑的部分是、我的示波器照片没有揭示任何高频寄生元件(全部为"带内")、我倾向于认为运算放大器不会因栅极电容而不稳定。 就产品概念而言、物理管的实际更换"只有一个特性"、但在空闲状态下会显著降低功耗(每管约21瓦)。 现在、如果更复杂的组件拓扑、或许是额外的运算放大器、可以解决好的问题、但问题的解决方式是、很难确定问题、并且我上次检查变压器的 SPICE 模型时、完全不存在或不可靠。 这就是为什么我很感兴趣、为什么这些替代运算放大器类型说它们是为了驱动 MOSFET 栅极而设计的、而这个类型没有呢？ (在我们仍然面临新冠疫情期间获取器件、包括长时间的发货延迟、当然令人厌烦、如果您有的话、我只是寻求指导。)

Jeffery、

我有更好的仿真幸运、能够直接驱动栅极。 这具有一些交叉延迟。 R7和 R8表示绕组电阻。 我在输入端具有简单的钳位二极管、以阻止相反相位。 更专用的相位分离器可以更好地工作。 您是否介意是否存在静态关断电流、以便已关闭的驱动器能够更快地重新打开？

e2e.ti.com/.../jeffrey_5F00_lm8272_5F00_3.TSC

Jeffery、

最后、所需的最大频率是多少？

我感谢您的 Ron、坦率地说、我认为这并不是应用程序的"奇怪"、但我完全理解、我曾考虑过其中一些器件是否被营销为"能够"驱动 MOSFET 栅极、这可能接近预期。 我在变压器一次侧测量了 DCR、每侧大约84欧姆、我还在一次侧测量了端到端的"开路"电感、该电感高达19亨、而在负载下、它下降到大约2.1亨(您可以使二次侧成为您喜欢的产品)、 这是一个组件表、遗憾的是、我无法告诉您测量的频率是多少。 我对您的 SPICE 变压器模型印象深刻、我不知道您是否可以成功"放入"这些值。 现在、我已经订购了我提到的所有运算放大器类型中的至少两种(DigiKey "吹"了它、并在告诉我它们有了它们之后将7322置于延期交货状态、因此订单发送给 Mouser)。 可能在一天结束之前、我会尝试修改电路、让我放置一个 IXTP08N100P 来替代一侧的 IRFBG20 (因为这可能是唯一可靠的替代方案)、它大约是栅极电容的一半、因为它大约是电流额定值的一半。 这可能会给我带来很大的影响。 驱动 MOSFET 栅极的一个考虑因素是电容随驱动电压的变化而显著变化、我认为电容往往是随着驱动增加而下降、但我不知道我在说什么(这就是他们在25伏或其他条件下测量它的原因)。 如果你不想的话，你真的不必在 SPICE 方面工作，我以前曾尝试过将它用于电机驱动(高电感等)，事实证明它不是它被称为“瑞士军刀”， 与"动态电容负载"栅极输入相比、我真正希望从 TI 获得更好的"无限容性负载驱动"运算放大器处理能力-不可抗拒的力满足不可移动的物体！ 我的帽子会让你深入了解这一切细节、这就是精神！

介于15到20千赫兹之间将会很好。

要更加精确一点、请查看以下 PDF 中的图5：

https://www.vishay.com/docs/91123/sihbg20.pdf

上下移动该曲线所需的电荷必须来自某个位置、难道这不是对运算放大器输出的额外压力？ (SPICE 模型是否针对该器件完全仿真该曲线？ 认为我是一个怀疑者。) 我是否应该期望其他声称在这项服务中表现良好的器件获得更好的结果？ 我是否需要转至分立式"输出升压器"以添加到更"标准"的运算放大器上？

Jeffery、

2.1H 电感器的20kHz 阻抗为264k 欧姆。 即使是使用500V 驱动器、也仅为2mA 交流电。

输出驱动的稳定性将是需要进行大部分调整才能实现正确的部分。 我上次建议的电路在理想变压器和电阻负载下工作正常。 在更复杂的变压器和负载模式下、它可能不是稳定的。 即使使用强大的栅极驱动器、稳定性也可能是一个问题。  增大感测电阻可能会有所帮助(峰值电流是预期的值？)

这些半波整流器将仅将一半的信号传递到每侧、而不是输入二极管钳位。 最后有一个小的上拉电阻、以使 FET 在关断模式下轻轻导通、从而使下一个导通更清洁。  

逆变器在这里只是一个块。 如果已知最小频率、则可以为主输入进行交流耦合。   

Jeffery、

我们在这里有栅极驱动器(它们可能都是数字驱动器)

https://www.ti.com/power-management/gate-drivers/low-side-drivers/products.html#p480=1;1

甚至不能使用精密整流器、它们会引入失真。 我所做的是、我交流将对称信号耦合到输出级、22欧姆电阻器通过7.5伏齐纳二极管返回到负运算放大器轨、所有电阻器都具有足够的余量。

不过、您让我陷入了一个错误、当我测量"漏电感"时、我意外地连接了负载、但它不是一个死短路。 当我短路时、漏电感下降到20.3毫亨或大约是我之前报告的百分之一！ 很抱歉造成混淆。

我检查了这些栅极驱动器仅适用于数字应用。

请给我几个小时的时间、不要关闭它、但我似乎在寻找某种误接线的方式、"静态"电压看起来都不错、但一些波形看起来有点"关闭"。 (我已经来了、总共有7个运算放大器用于处理、看起来可能有些奇怪、但这确实具有商业潜力、如果您在这种工作级别有任何东西、我也会向大家购买我的晶体管。) 可能是、在我明白这一点后、新的运算放大器解决了剩余的问题、但我还不是很熟悉。 除了提供更合理的封装外、您是否知道 LM7322/7332还有什么比8272更好的功能？

尊敬的 Ron：

这是频率响应吗？

Kai

也许我应该考虑使用 IGBT 而不是 MOSFET、因为我必须驱动的总栅极电容(因此栅极电荷增量)看起来可能更低？ 尝试在线性区域中操作其中一个器件似乎真的很奇怪、也不确定 PNP 组件的关断速度、 但它们确实具有强大的功率耗散额定值(只是一个想法、如果没有意义、只需忽略它)、当然、我没有任何库存可供尝试：

"?"="" href="https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-IHW15N120E1-DS-v02_01-EN.pdf?fileId=5546d4625696ed760156a2b608492129">https://www.infineon.com/dgdl/Infineon-IHW15N120E1-DS-v02_01-EN.pdf?fileId=5546d4625696ed760156a2b608492129

Jeffery、

我知道最初的要求是更换管子。 您的管道适合数百伏的电压、但只有1至200毫安的电流。 因此、通常使用变压器将高电压和低电流转换为较低电压、电流更高。 是这样吗？ 如果是、那么也可能是时候抛弃变压器了。

我之前介绍的半波整流器在交叉时会产生一些毛刺脉冲、但在我在输出端放置上拉负载之前、它是准确的。 它肯定不喜欢它。 所以我做了一个半波、它只是切断了另一半。 这是一所古老的学校，但它更好。 只需一个能够抵御相位反转的轨到轨输出运算放大器即可。   

我个人没有使用过 IGBT、但我没有看到它们用于线性应用。

总之、这里是我的最新版本。 我在理想变压器上添加了84欧姆和2mH、以更靠近您的负载。然后添加了 RC 缓冲器、使其不会振荡。

我不知道这是否适用于您的负载。  

e2e.ti.com/.../jeffrey_5F00_lm8272_5F00_6.TSC

这个显示了小信号增益分析中的增益。

Kai、

小信号增益将非常低、如图所示。 大信号、例如1kHz 2Vp、具有22.7dB (+27dB)的增益。

请注意接近500us 的交叉延迟。 这就是我添加半波整流器和信号偏移+14mV (在较新版本中)的原因。 这会在关断阶段产生大约14mV/22 Ω= 636uA 的静态电流。 想法是将最小栅极电压保持在高电平、而不是降至零。 栅极从0V 变为 VT 所需的时间、而返回则会使小信号分析变得很糟糕。

整个想法是、这必须是在管座级别进行"嵌入式"替换、不能访问插座引脚上不可用的任何资源。 我的意思是我们可以讨论理论上的"选项"、但最终这就是我承诺要做的事情。

不管怎样、您显然对示波器上显示出可怕的失真量的设计很"满意"、它太大了、您甚至无法为其分配百分比、您几乎无法识别波形甚至是正弦波！ 这是由"伪迹"导致的、即随着运算放大器建设性地和破坏性地生成栅极电流、该电流会出现在源极电阻器上、源极电阻器负责"编程"流经漏极引脚的电流量。 这里是它的样子、很遗憾它是旋转的：

现在、您看到的波形是在变压器次级侧的负载电阻器上测量的。 这正是我在整个练习开始时说过的原因、坦率地说、我"不太热衷于"使用 SPICE 来评估"发生了什么"、因为它可能根本不会尝试对非线性栅极电容进行建模！ 如果我断开负载电阻器、那么是的、波形会变得大得多且干净得多、但我的意思是、您看到的波形仅为70毫伏 RMS、不会产生实际功率。 为了达到这里、波形经过了"目标放大器"中的几个12AX7管和一些以单位增益运行的 OPA1678。 这是使用原始的"指定"电路。 我注意到、它"从"正弦波中"取出"的"陷波"总是在电流下降时发生、这使我认为 LM8272在灌入电流时遇到更多问题； 这就是为什么我要问您是否知道三个"备选"部件中的任何一个是否更适合(我想我介绍的数字之一是模拟/LTC、而不是您)。 我当然想我将会更好地了解您的器件对于音频应用的适用性！ 我想您可以通过某种方式返回栅极电流或测量通过源极的电流(浮动在高达475伏)、即使这些解决方案完全"简单"、完成设计的部件成本可能不高、也可以看到。

总之、这只是一个"理论"问题。 我有几位客户在等我完成设计和布局、拼接和蚀刻 PCB 以及进行 SMD 组装。 如果固有缺陷的 SPICE 模型 是"您可以做得最好的"、那么我最好早点开始吸气！

我的意思是"...测量流经漏极的电流..." 当然、很抱歉...

您好 Jeffrey、

我认为它与非线性栅极电容或缺陷 Spice 模型有关。

只是实际的变压器包含电感和绕组电容。 并联时、它们都会形成极高阻抗的尖锐谐振。 电流源将导致变压器上出现急剧的电压尖峰。

我认为电流源不会达到这个目的。 我认为五极管不能用作电流源。 当然、阳极电流可由栅极电压控制。 但这并不意味着它像电流源一样工作。

Kai

祝你好运

Kai