[参考译文] THS4521：PSpice 模型问题、内部错误-溢出、乘法

您好、Carlos、

    我无法查看图像/文件。 您可以在回复窗口中使用插入文件或插入/编辑媒体图标。 按照以下文章操作，正确插入文件或映像： https://e2e.ti.com/support/site-support/f/1024/t/761613。

谢谢、

Sima

抱歉、首次发布。

在您到达太远之前、请记住 THS4521是此类器件的第一代、THS4551升级解决了该器件上的许多问题、在噪声和高清方面具有非常出色的性能。此外、还有更好的模型-  

感谢您的回复。

我n`t THS4551、因为网络中没有 PSpice 模型。 但再搜索一点、我找到了一个解决该问题的线程。 我n`t 从 Tina TI 转换到 PSpice 是如此简单。 我尝试过其他模型、但没有成功。

https://e2e.ti.com/support/amplifiers/f/14/t/870945

现在的问题是、尽管负输出未达到零、但差分输出似乎正常...  

我们的目标是找到一个提供给3V3或5V 的差分放大器、该放大器与 TMS320F28379D ADC 连接、范围为0至3V (0-2V 输入、G=1.5、Vcom=1.5V)、用于位置传感器测量(正弦/余弦信号0-20mA 和100 Ω 感应电阻)

我们已经尝试使用 THS4121、4531、4505、4131、但没有成功。

在仿真这个后、最好的方法是 THS4551。 但是、我们仍然需要降低增益、以避免在上图中出现下限。

我们使用 THS4130、但我们希望避免、如果由于某种错误、运算变为-5V、则不会损坏 DSP。

您可以推荐其他放大器系列吗？  

也许我应该将这个问题移至另一个主题？

提前感谢

是的、Carlos 在单电源设计上无法摆动到接地-我们通常建议使用 LM7705负0.23V 发生器为负电源供电、以获得所需的余量、  

这种情况经常出现、在我正在做的这篇文章系列的第一对夫妇中、  

https://www.planetanalogue.com/input-and-output-voltage-range-issues-for-high-speed-cfas-and-fdas-insight-2/

真的很有帮助！ 谢谢！

但是、当来自传感器的输入信号从4-20mA 变大时、我们实际上不需要差分输出的满量程。 因此、在感应电阻器上、我们有0.4V 电压、然后在工作电压为0.6V 之后。 该裕度用于检测线路上没有信号。 有用范围为0.6-3V。

我们可以处理接近于零的失真。 但我不理解的是、如果反相输出未达到0、则差分信号达到3V。 这是怎么可能的？

它是 PSpice

我使用了我找到的线程中的文件以及我上面提到的文件。

我的意思是：

同相输出为需要差分电压达到3V 的信号部分供电。 但我不知道它对 ADC 测量系统的原因和影响

这两个仿真都是使用 THS4551进行的、其中包含从 Tina TI 文件中获取的 PSpice 模型、以及我的第一篇文章中的原理图。

好的、所以您不使用 TINA、好的、仔细观察您的第一个电路-这是一个使用 R 值的 MFB 滤波器、对于这个 FAST 部件来说、R 值太高了。 在 sim 中、逐层向下钻取更容易、但仅需观察2次-  

较大的 R 值可能会通过模型中的 IO 项引入较大的输出直流偏移、  

它看起来像是3.3V 电源吗？ 然而、探头似乎显示的是5V？  

也许产品组中的某个人可能会在 TINA 中复制此电路以继续工作。 此外、我有相当多的 MFB 设计工具、我可以提取您的目标、但如果您只想告诉我您要做的事情、我可以快速向您发送一些更好的 RC 值(从噪声、稳定性等角度来看)。  

非常感谢。

1 -通过滤波器公式计算 R 值、以获得 G=1.5、fc=2kHz 和 Q=0.88

2 -原理图来自不起作用的器件 THS4521。 这是线程的第一个问题。 我不知道为什么 pspice 会为我提供该值。 但我尝试使用两个电源、3V3和5V、但错误相同。

这是 THS5451的实际设计

其目的是从电机驱动的位置传感器(正弦、余弦)获取差分信号。 信号的最大频率为150Hz、因此我们将截止频率设置为2kHz、至少比频率高1十倍。  

这里是您的滤波器更新为更好的值、假设您提到的2kHz 是 Fo 和 F-3dB、我认为形状相同。 以下是产品组人员需要进一步了解的文件、  

e2e.ti.com/.../THS4551-2kHz-MFB.TSC

我将保护二极管更改为 BAV99 (通常需要两种极性、  

2.我将 Vocm 设置为1.65V、但1.5V 也应该起作用

3、Post RC 现在设置为零、通常有一些东西、如果有的话、添加它

4.在环路 R 内、将开环 Zo 与反馈 C 相隔离-这对于改善相位裕度非常有用-如果完成布局、您现在可以将它们移除、但如果不为它们留出空间。 我想这篇文章中出现了这些内容、以及为什么-  

https://www.planetanalogue.com/stability-issues-and-resolutions-for-high-speed-fully-differential-amplifiers-fdas-insight-8/

5、THS4551对于这个应用来说速度相当快、要考虑的另一个部分是 THS4531A。  

非常感谢！

这些 R 值要好得多。 但如何获得它们呢？ 使用我刚才提到的公式、这些值实际上是不同的。

无论我们如何使用您的值进行测试、并对其进行调整以获得精确的1.5G。 我们还添加了20 Ω Rs、这是 THS4531A 的结果

我们使用的二极管不是保护二极管。 我们之所以使用它、是因为 AMC1311的失效防护模式。 当输入电源出现故障时、输出变为-2.6V。 如果这进入 ths x1.5、则输出在-3V3达到饱和、而差分中的 ADC 兆位范围为-Vref/Veref、则为-3/3V。 将二极管以这种方式工作时、THS 的输入是二极管上的压降、而 ADC 的输入是可以保证的。 我们选择 BAS116、因为它是低堆叠电流、当 Meassure 反向时、它可能会影响该电流。  

2 -我们将 Vocm 设置为1.5、因为它是 ADC 的 Vref/2

3、我们还没有添加 RC 输出。 我们应根据 ADC 采样频率对这些值进行计算。

4 -我们在环路中添加了20欧姆 R、我们将研究您的文章。

5 -先前的仿真是使用 THS4531A 进行的、似乎非常适合！

再也不会来了！

欢迎您、Carlos、  

RC 值是一个长故事。 基本上是如此  

1.学术材料为教学目的进行了简化，使 C 或 R 相等，以减少自由度，从而在桌面上留下未开发的动态范围。  

2.您可以通过多种方式更合理地限制您的解决方案-一种方法是调节 R、使其不会显著增加运算放大器的噪声、另一种方法是将 C0G C 选择限制为 E24、最大值要小于它们非常昂贵的值 (我现在有33nF 的噪声、偶尔检查价格) 、第三个因素是设置 C 比以降低内部噪声增益峰值

然后、您可以使用 三次传递函数和迭代来调整运算放大器 GBP 的 RC

我在这份原始应用手册中已经介绍了这一领域

http://www.ti.com/lit/an/sboa114/sboa114.pdf

我稍后在《地球模拟》一篇文章中纠正了立方系数中的错误-  

https://www.planetanalogue.com/include-the-op-amp-gain-bandwidth-product-in-the-rauch-low-pass-active-filter-performance-equations/

我在 2009年至2013年期间构建 Intersil 在线滤波器工具(SKF 也会流过)时更深入地介绍了这份材料

当时、我在 EnGenius AnalogZone 上发布了大量这些解决方案流程、这些流程已消失。  

但是、这给我留下了一个越来越复杂的设计电子表格、通过涵盖250多个器件的参数放大器数据库、可以非常快速地输出这些数据。 为这些设计提供包括的良好参数非常重要  

1、正确的 GBP -很多工具的数据表错误编号、在这里讨论-  

https://www.planetanalogue.com/why-is-amplifier-gbp-so-confusing-insight-12/

同样重要的是、对所需的最低 GBP 利润进行一些猜测、此处对此进行了讨论、  

https://www.planetanalogue.com/use-true-gain-bandwidth-product-to-estimate-required-margin-in-active-filters-insight-13/

3.成为三级设计系数一部分的寄生输入 C -奇怪的是，它不会增加包含该系数的顺序，但它确实会改变解决方案

4.用于调节 R 的放大器噪声项(另一个限制是作为前级负载的最小输入 R、这在多级滤波器中非常重要。 您始终可以提高噪声、使其在 R 值上变得非常低、但如果前一级无法驱动、则无法达到所需的形状)。  

很高兴这些为您解决了问题-我可以使用 THS4531参数重新运行 RC、但您现在可以使用它了-哦、很容易-结果是一样的、坚持使用这些参数。  

哦、顺便说一下、Carlos、我注意到您对您所做的增益调整发表了评论-需要更多详细信息、  

因此、我不久前添加的另一个步骤是围绕具有选定标准 E24 C 值的确切 R 解决方案测试是否与标准 E96 R 值接近-这是您的设计的那个步骤、显示了8个排列和目标拟合误差、 这主要针对最佳 Fo 和 Q FIT、我假设在链中的某个位置可以弥补与目标的增益不匹配。 您的选择-我为您提供的值具有最低的 Fo 和 Q FIT 误差、但在您的应用中可能不太重要。 此命名规则中的增益为 R1/R3。 因此、实际上、查看这些第6行是非常好的、具有几乎完全的增益匹配-如果您还没有使用这些增益匹配、则可以使用它们。