[参考译文] INA240：+/-IN 与 VS 无关

您好 BP101：

您能否绘制一个简单的图来说明什么是同相、并标出您认为 CM 电压应该是什么？ 这将帮助我更好地理解您的问题。

尽管您在帖子中提出了许多问题、但中心问题似乎是 CM 范围和电源电压之间是否真正独立。

这个问题的答案是–是的、它们在绝对最大规格内彼此独立；否、输入引脚未与 IC 的其余部分隔离。 这两个方面没有相互矛盾。

从 CM 输入范围的待机点来看、INA240与任何正常 IC 都没有什么不同、只不过它的输入范围通过特殊的电路技术扩展到了电源之外。

此致、Guang

您好、Guang、

数据表 CM 事实似乎取自过去的 INA 电路位置(低侧/高侧)、而不是在同相/同相中安装时。 当器件同相安装时、分流器+/-IN 引脚上没有 GND 基准、只有电流流经分流器。 同样、正如数据表顶部所示、+/-IN 实际上独立于 VS 电源轨、在某些放置条件下无需进一步阐述任何电气约束。 似乎是一个很长的数据表、用于提出任何此类索赔、例如+/-IN 并不完全独立于 VS 电源、尤其是当器件被放置在低侧/高侧时。 例如、低侧分流瞬态最终位于 VS 轨引脚上、这不是一种独立的行为。 当 INA 处于阶段内/阶段内时、预计不会发生这种行为、这是将电流监控器置于阶段的全部原因。

+/-IN 引脚隔离层可能的开关电容器可能会轻松超过 CM 值90V MAX (相对于 GND 引脚)、然后成为 VS (相对而言)的(浮动)基准。 否则、+/-IN 会在任何 GND 基准之上被隔离、例如(同相)。 当相对于+/-IN 引脚没有接地或 B+基准时、如何将输入/内部相位放置的 CM 限制为仅90V MAX？

否则、+/-IN 并不完全独立于 VS 电源、正如数据表所建议的、并且是否以多种可验证的方式进行了虚假叙述？ "独立信息者"一词未链接到特定的其他信息或与任何计数器部件相关联或与之关联 TI 是否再次尝试验证同相安装是否看似改变了整个 CM 数据表叙述？ 当 INA 似乎应该在高达+/-IN 结构的击穿电压时、TI 为什么让社区通过90V CM MAX 受低侧/高侧放置的影响？

您好 BP101：

正如我之前的答复中所解释的、数据表中的确切文本如下：

它清楚地表明、共模电压 与电源电压无关、限制为-4V 至80V。 数据表从未声明 INA240完全独立于隔离栅启用的与。

此致、Guang

INA "同相放置"与直流高电压电源串联、这使 CM 主题感到困惑。 对于低侧/高侧放置、INA 与高电压电源并联、并且 CM 90V MAX 是合理的。

[引用用户="Guang Zhou "]从 CM 输入范围的要点来看 、INA240 与任何正常 IC 都没有什么不同、只是它的输入范围通过特殊的电路技术扩展到电源之外。

因此、TI 放弃 了 INA282 50kHz 开关电容器隔离(+/-IN)前端输入到240的差分放大器。 这 是  一个原因、当 240与 HV 电源串联安装时、CM 的行为可能有所不同。 串联放置的 VS +/-IN 引脚应 独立、AKA 应与与与 VS 和 HV 电源电流源并联/并联240时遇到的典型 CM 电压隔离。  

振这个振振振振振型、 数据表分析没有 定义     一个 CM 限制、此限制实际上存在于相 电流监控器系列中。 与 VS 引脚隔离相关  的是、对于+/-IN 引脚上的 HV 电源、具体器件放置方式取决于 CMV 或独立于 CMV。 这就是实验室 测试+/-in 电压>90V 的原因、 也许 可以为   串联相位安装的设备定义一个更高的单独 CMV、 如果 确实如此、这也是一个有利可图的营销点！

在   我们的情况   下、串联相位线圈与+/-IN 引脚串联、增加了输入电阻、即1.1欧姆+ 5m 欧姆分流器。  希望 TI 确认  240 +/-in 在 串联放置中能够承受200V 电压、其中分流器上的 CM 压降似乎  有几百毫伏。  CM 似乎永远无法达到超过分流电压降 几百毫伏、而 不是数据表 AMR 所暗示的90V MAX。   当通过 DMM 或示波 器测量时、只有+/-IN 上存在 HV 时、差分探头才可以更好地指示实际的同相 CMV (浮动)安全大于90V。    

您好 BP101：

我们非常乐意确认我们的器件在您的应用中的可行性。

但是、请帮我们一个忙、并将其绘制在图表中以说明您的用例。 这将通过避免模糊和误解来节省每个人的时间。

如果确认需要进行实验室测试，我们将尽最大努力。 对您来说、唯一的要求是明确定义手头的问题。

此致、Guang

[引用用户="Guang Zhou "]您唯一的要求是明确定义手头的问题。

不确定我可以做多少清楚  、 更新的测试涉及 数据表第一页的典型使用图。 同样 、数据表中的 AMR CM=90V MAX 很可能是针对高侧确定的、而不是 像典型应用所示的同相。  请注意、典型使用的分流器是如何与 HV 电源串联的、而不是用于 高侧/低侧放置的并联分流器？ 在典型使用分流器上放置一个差分探头似乎可以减少、这将证明当 HV 相位电源从80V-200V 移动时、压降永远不会超过几百毫伏。 如果典型使用分流电阻确实超过欧姆定律 (E=IR) mV 压降、则 VS 引脚的作用并不完全独立于+/-IN 引脚、甚至高达90V CM。 请注意 、在您发布的句子的第一部分和第二部分之间放置了一个逗号。  

同样、没有数据表剪切说明 实验是如何达到 CM 90V 以实现同相放置的。  然而、如果有一 个未知 的通过+/-IN 引脚接地的高电流路径、此路径也许会解释为什么低侧开关瞬变对于240芯片来说如此极端。 当 REF1/2=GND 或 REF2=1/2 Vs、REF1 =GND 时、超出-4V 规格。 很显然 、我们目前一直坚持第一个选项、即从 GND 到3V3的满量程。    

您好 BP101：

由于170V 的直流总线电压超出80V 的共模输入范围、因此无法按原理图所示使用 INA240。 在此配置中、INA240的 PWM 输入共模电压范围为~0V 至170V。

您可以正确地看到，差分输入电压，即分流电阻器上的压降不超过几十到几百 mV；但是，问题所在的是共模。

此致、Guang

[引述 user="Guang Zhou "]您答对了差分输入电压，即分流电阻器上的压降不超过几十到几百 mV；但问题所在的是共模[/引述]

然而、TINA 直流分析表明同相分流器任一侧没有该幅度的共模电压。  除了数据表 中提到 的 CM 90V 之外、似乎是 +/-IN 结构相对于 GND 的分压电压、无论 是否独立于 VS。 当 MOSFET 和指示器被添加到 PWM 仿真中时、分流 VOS 似乎全部出现在瞬态/直流分析中。

也就是说、如果分流器上的 CM 大于90、则 会由于240的内部设计而发生。  也许芯片 有过多的流经+/-IN 引脚进入 VS 或 GND 引脚的泄漏电流？ 如果我们   通过 REF1/2检查流入 GND 的电阻器值的电流、1.6mA 是 预期 的泄漏电流(A1)、170Vdc 时的封装热耗散非常小(272mW)。 当然、如果没有下图所示的任何 PWM 滤波器、 则会向反相/同相放大器输入添加更多电阻。   

您好 BP101：

您的问题是什么？

此致、Guang

您说 CM 将大于90V、但 Tina 分析表明、对于170V 直流、分流器任一侧的直流/交流为1.43v、如 VG1-170所述。 这也是为什么同相 放置会产生问题的另一个原因？  瞬态分析似乎得出了同样的结论、即电源电压大于90V 时、+/-IN 引脚的泄漏电流应该很小甚至没有。 您能否证明使用 Tina 的想法不正确？

注意：如果不存在170v、则 R11的电流不能为1.3A。  电压 被视为电流过后的电压、导致电流 流动、而不是电流流动的结果。 电流 AKA (电子)会寻求最小的接地电阻路径、但通常会将其错误地表示为电压。 电阻最小的电流路径通过电感 器 L1/L2、而不是240！ 我们需要知道的是  +/-IN 的 BV、与  通过240产生额外 封装功率的预期电流1.6mA 相比！    

您好 BP101：

您能否进行瞬态分析并绘制 VG1、INP 和 INN 上的电压？

此致、Guang

您好、Guang、

我已经预料到你 可能 得出的结论。  同样、VM1测量仅相对于 VM1的外部分析接地点、而不是   经由 GND/VS/REF1/2引脚流经240的电流路径。 因此、TINA 瞬态分析仅受这方面的影响。 TINA  不够直观、无法确定 此电路中是否会出现 CM >90V +/-IN 中断。 CM 超过90V 的唯一方法是相对于外部接地路径、   该接地路径不应通过240存在(同相)！ 否则、如果它可能超过>90V CM +/-IN 引脚、则 PWM 输入滤波器的前端可能几乎没有隔离、 dv/dt 可能会困扰任何父电路、因为 VM1指示相对于 GND 的-170v 电感反冲。

 

值得考虑的食物！

https://en.wikipedia.org/wiki/Double-slit_experiment

您好 BP101：

逆变器级和 INA240共用同一接地端。

TINA 电路代表 BLDC 驱动器的一部分。 您需要有顶部和底部开关才能看到实际的 PWM 操作。 但是、只要说服自己、INA240在某些点上可以看到完整的200V 电压就足够了。 您可以阅读此应用手册、以基本了解电机驱动器中的电流感应。

http://www.ti.com/lit/an/sboa172/sboa172.pdf

此致、Guang

[引用用户="Guang Zhou "]但是，只要确信 INA240 在某些点上可以看到完整的200V，就足够了。

这是数据表中关于封装热耗散的说法、而+/-in 引脚 击穿电压 使问题可行。  数据表 CM 参数 似乎证明、 如果 +/-IN 引脚对   分流器压降以外的其他电路标准做出反应、电路设计的同相放置并不是与 VS 完全无关。 REF1/2  引脚接地时发现的这个问题证明了这一点、输出仍然摆动到低于 GND 轨、从而允许瞬态进入 SAR。 难怪所有 TI 电机电 流监控 器示例电路 都设置了1.65v 中间电源、以 避免  GND 轨以下-4V 摆幅产生的瞬变。 数据表中未正确表征-4V 摆幅、无论如何配置 REF1/2、都是如此。  GND 轨以下的-4V 摆幅 是真正 的难题！  这仅仅是21世纪、或许22代人已经知道如何正确地将电流与电压监控隔离开来。

[引用用户="Guang Zhou ]TINA 电路代表 BLDC 驱动器的一部分。 您将需要有顶部和底部开关才能看到实际的 PWM 操作。[/报价]

如果+/-IN 引脚没有 AMR 击穿电压、仍然不能确信外部电路电压应该是一个问题。 数据表未 提供典型的行业 削减来展示必要 的电路设计事实、"上面的 Tina 分析表明" 与任何+/-in 引脚相关的硅介电势垒完全独立于 VS 或任何其他封装引脚。 如果不提供 Tina 无法生产的证据、只需说什么可能不是真实的或真实的！

最后、为什么上述帖子中的 Tina 瞬态分析在 OUT_A1 或 VS 引脚上没有显示+/-200V？

请提供 TINA 分析，证明 CM>90 +/-IN 引脚在插入线路时会导致240个器件损坏。 同样、电流所采用的接地电阻最小的路径是外部电路电感器、而不是 INA240！

如果分流器 CM>90V 损坏240、则会有过多的 GND 泄漏、其中 GND 泄漏电流不应大于分流器压降中测量的电感器。 电路电感器始终提供最小的接地电阻路径。 否则、问题出在+/-IN 引脚电压隔离栅上、而不是 CM。

240和其它 INA 器件违反了典型的电子理论....

您好 BP101：

当超出共模范围时、INA240 TINA 模式停止工作、如以下仿真所示。

比较了两种情况、即 VCM=70V 和 VCM=120V、所有其他条件相同。 当 INA240正常工作(VCM=70V)时、差分输入应产生5V 满量程方波。

此致、Guang

您的模型似乎可以测量从电池到输入引脚再到 VMD 的反向电流。 在哪里建模了电感器对地的敏感程度最低的路径？ 无法信任 TINA 来显示实验室导出的 CM>90V 是如何截止点的。 也许梯形设置会在您的模型中产生不同的结果？ 一本书指出、如果它在几个小时内不会冒烟或爆炸包裹、这也是一个很好的证明。

我了解您在逆变器上的点 CM 通过外部 GND 大于90V。 然而，如果240的耗散没有受到不良影响，CM>90V 如何破坏+/-IN 结构？ 可能还有其他因素会影响+/-IN、因为 CM>80V、还会通过低侧监控导致意外的输出伪影？ 请注意、我们发现了电机尺寸会影响240输出。 磁性电机越多、CCEMF 瞬态对 SAR 处理各种不相关信号的能力的影响就越大！

不属于并联电压降的电感 CCEMF 瞬变、高于和低于接地会影响240输出！ 当 VS 旁路从100N 增加到10000n 时、240输出变得更安静、CCEMF 瞬态保持不变。 生成的信号将 SAR 拖至地电平以下和高于3V3 (VS)分流压降信号区域！ 通过专用3V3 LDO 将240 VS 引脚与 SAR 隔离、仅减少 CCEMF 伪影。 中唯一的另一种方法是同相安装240以消除不正确的电感 CCEMF！

使用 Ref1/2 GND 的型号会产生不同的结果、无论齿轮/梯形波。 无法信任 TINA 240 SPICE 模型来证明超过+/-in 击穿电压 >CM 90V。 必须执行崩溃和烧毁测试、以查看引脚击穿电压的发生位置或电介质隔离层的其他部分变得不稳定。 其他竞争产品数据表通常列出电介质隔离层(700V-1kV)或更高、并且 CM +/- 270V 最大值。  

[引用用户="Guang Zhou "]一旦超出 CM 范围、模型就会停止工作、这是特意完成的、以便希望提示用户查找电路运行不正常的原因

奇怪的是、我的模型证明您的模型同样错误、并且 VMD 导致您的模型输出反转。

[引用 user="Guang Zhou "]但是、您可以随意使用该部件。 只要 INA240 保持在数据表中详述的指定范围内、就属于 TI 保修和政策范围；否则不是[/报价]

数据表中似乎遗漏 了有关 PWM 瞬态的一些重要细节。   忽略的一个事实是、 当梯形瞬变 随电机速度的增加而增加时、电机极数直接影响240次设置。 我们的 案例36极 PWM 瞬态抑制 在非常低的速度下降低、 输出 需要400us、通过 SAR ADC 被视为稳定至1/2 LSB。 其中12个极 点产生非常不同的结果 、从而设置2.5us 的极高速度。

CMRR  或 PSRR 的数据表测试伪影图形未传达此类行为、并且最重要的伪影 CCEMF 将被完全忽略。     

[引用用户="Guang Zhou "]关于您的系统响应时间因不同的电机而异的原因，我真的无法用一种方式或另一种方式来表达，因为每个系统都是唯一的。

但是、您会说、其他海报中的电机类型极数 会影响输出 稳定。 无论如何、无人机 PDF 会在我们的1ms (1kHz) 闭环 速度 PI 中指定0.500ms 的趋稳时间。 0.5ms、 例如500us 趋稳  与400µs μ s 至480µs μ s 保持一致 、我们 必须为 SAR 趋稳设置 值、该值远超出数据表 规格。

同相监控 器在 SAR ADC 中删除了部分、而不是全部 CCEMF (反激式)使输出稳定时间失真？ 为什么240输出趋稳比 典型 PWM 频率<20kHz 50us 高一倍？ 我们看到的400µs μ s 趋稳 发生 在低 PWM 12.5KHz (80us) 周期、并且似乎 与 极数和/或电机电 压>24V 直流相关。  在我看来、240个输出稳定时间中似乎有一个未记录的数据表值   、该值通过同相监控被删除？

TI SAR ADC 可 400µs 240个输出@2MSPS 采样、且任何配置的趋稳时间均小于 μ s、从而产生非常低且不正确的电流测量。