[参考译文] INA240：奈奎斯特频率采样率

使用 GPIO 看门狗捕获2MSPS 采样400µs 奈奎斯特频率 、以确认软件确实 与 A1和 ADC 消隐触发保持同步。 然而 、我们可以看到  、需要非常慢的奈奎斯特频率 、因此 ADC 可以实现任何类型的无误差收敛。 如前所述、最快的银行运行时间始终需要6个 PWM 周期 来对电感电流波形的(后半部分)进行采样、而不是每个 PWM 周期@25µs。  我能够将   奈奎斯特采样频率降低近1/2 至240µs μ s (未显示)、以实现相当精确的 ADC 收敛。

也许240 窄带宽(46KHz) 会导致 问题 、但除了 降低奈奎斯特频率之外、如何解决？ ADC 的奈奎斯特采样率(2MSPS)无法降低....

请注意 、ADC 是电平触发的样本收敛@150ns。 捕捉显示了12.5KHz PWM 低侧分流 240输出 CH1

 首先认为最坏情况趋稳 需要 400µs 消隐 ADC 触发 CH2、最佳情况240µs (未显示)。  @9.6µs 为在 SAR ADC 采样频谱(2MSPS)上实现小于1%的精度、240输出不被视为稳定的 Δ Σ。

您好 BP101：

根据您的描述，我认为 INA240输出不能准确地表示它应该是什么。 如果是这种情况、您能否在示波器快照上叠加理想输出？ 手绘草图应该足够好。 这将有助于更好地了解问题。

此致、Guang

您好、Guang、

[引用 user="Guang Zhou "]从您的描述中，我的印象是 INA240 输出不能准确地表示它应该是什么[/引用]

您是否在捕获的(20kHz) 信号或任何会禁止 以 2倍奈奎斯特频率快速采样的信号(例如 25uS/40kHz)、 >奈奎斯特速率(2MSPS)中看到任何内容？

TI 当然可以回答为什么自己 的12位 SAR ADC 拒绝 正确地共享 240 个开环信号或 收敛 于1/2LSB 甚至1/4 LSB？

奇怪   的是、在奈奎斯特频率下实现正确线性幅度的唯一方法是在240路输出的采样之间需要>200us。  为什么是这样？

您好 BP101：

有两种可能：

(1)  INA240输出正确、但如果每个样本的采样速度超过200uS、则 ADC 测量结果不正确。

(2)  INA240输出不正确、因此 ADC 测量不正确。

这是哪一个？ 您可以确认吗？ 我猜(1)否则，您应该对示波器本身而不是测量进行质疑。

此致、Guang

您好、Guang、

[引用用户="Guang Zhou ]]是哪一个？ 您可以确认吗？

由于  TI 似乎不知道  模拟饱和、这似乎是一个偏离线的答案、这是 240个输出结构/s 的结果

看似 +/-IN (分流) SNR 电平会影响240 种输出线性 、因此直接 影响  SAR 开环电荷恢复时间内的奈奎斯特频率(40kHz)。 似乎的法医 分析证明、PWM 抑制会在奈奎斯特频率中引起某种程度的混乱！

维基报告将大大有助于社区查明这些问题。

您好 BP101：

首先、我提出了一个严格的技术问题、以便明确定义问题–无论是与器件相关还是与系统相关。 这绝不是一个答案，更不用说是转移。 我认为这是简单明了的、我很惊讶您拒绝回答。

在您可以具体证明这是 INA240问题、或者与我们合作确定这是 INA240问题之前、我再也不能提供任何其他服务。

此致、Guang

[引用用户="Guang Zhou "]首先，我提出了一个严格的技术问题，以便明确定义问题–无论是与设备相关还是与系统相关。

您 回答了一篇文章 、其中包含一个问题、需要对 发布的问题进行解答。 您的问题的答案是所 询问的主题帖问题- 没有更多了。

我不能这么说、  TI 需要研究奈奎斯特频率响应的缺乏对 其 任一器件而言可能是系统性的。 哪种情况可能导致或是导致任一器件中线性中断的原因？

我非常怀疑奈奎斯特频率被 PWM 抑制失真、尽管它甚至可能与带宽相关。 为此、我唯一能做   的就是安装竞争电流监控器、并确定奈奎斯特频率是标准化、还是 ADC 样本随后提高线性度。 软件按 预期工作 、但 其他测试似乎表明信号 质量可能与 ADC 采样线性失真有关。  挡板部分是 捕获通常正常、 除了每隔几秒发生的间歇性瞬变。 然而、根据数据表、不应存在峰值瞬变、因此它们必须基于射频、由数字示波器探针检测。 实时示波器小工具没有 任何可预期的缩放尖峰、而过去 是通过 FAN7174分立式运算放大器电流监控器发生的。   

您好、Guang、

TI 技术库建议可以通过 PWM 抑制来缩短内联监控器的 ADC 消隐时间(图4)。   此 声明 直接与 240 个低侧监控消隐相反。   PWM 抑制 似乎需要 大于 200us 的异常大消隐时间。 另一部分是讨论的电流波形是正弦波、而不是梯形波。 整个文档的最大卖点     是 INA240根据具有非常具体的 PWM 类别的直列式电流监控器减少消隐。

该方法 不会对 INA240进行压力测试、以用于业界典型 的 PWM、低侧监控 器！ 即使是我们购买的 TI 早期电机 RDK、空间矢量 PWM 也被/不被视为典型值。  梯形波形在 POST 上方产生240个输出。  也许 TI 应该分配一些工程时间来研究为什么低侧监控的 ADC 消隐时间必须增加>200us。 目标 是在    转换触发器消隐时间小于200us 的情况下达到正确的20Khz PWM 奈奎斯特频率(40kHz)@2MSPS。  

https://e2e.ti.com/blogs_/b/motordrivecontrol/archive/2016/11/08/five-benefits-of-enhanced-pwm-rejection-for-in-line-motor-control

您好 BP101：

这是数据表中的 INA240阶跃响应图。 所需的时间是从阶跃输入开始到稳定要求的任何位置。 例如、采样可以从10uS 开始、然后实际(或必要)消隐时间将为10uS。  

当您说需要200uS 时、您能用类似的图说明一下这段时间的起点吗？

此致、Guang

[报价用户="Guang Zhou "]您能否用类似的图表说明此时间段的起点？

布置的范围捕获是大于 200us 的消隐实时图。  您似乎无法完全 掌握线程文本中描述的内容、或者不会提出此问题。

CH1 = 240输出(OPAMP)、CH2 = GPIO 标记 、指示  实现采样事件转换(150ns)所需的 ADC 边沿触发窗口(消隐)。 GPIO 不会触发 ADC、而是 GPTM 计时器触发、 开始每个 PWM 换向。 您可以清楚地看到、在上述采集中、奈奎斯特频率为2x 12.5KHz (160us)。 但是 、即使在20kHz 或2倍奈奎斯特频率下、也会出现同样的问题40kHz >200us 才能在奈奎斯特频率下获得正确的采样、无论 数据表 图中显示的是什么。 同样、数据表图 显示 VS=+5V 而不是+3.3V。

TM4C1294 MCU 数据表仅说明 ADC 转换 是一个边沿触发事件、在这种情况下、应在6个 PWM 换向事件上发生4个样本。 尝试以奈奎斯特频率对该信号进行采样会产生错误的极低读数。 它将需要 TI 实验室时间来确定 PWM 抑制的任何方面是否会导致奈奎斯特频率下的低侧监控问题、而奈奎斯特频率是基于科学而非论坛推测的问题。

您好 BP101：

你是对的，显然我不能完全掌握你在线程文本中描述的内容。 因此、您能否在图上标注对应于时间(200us 消隐是其中之一)和频率的内容？ 对我来说，您所谈论的内容并不明显。

此致、Guang

[引用 user="Guang Zhou "]因此，您能否在图上标记对应时间的内容(200us 消隐是其中之一)

标记了捕捉 ：CH2 (GPTM4) 表示   输出信号 CH1中 ADC 采样触发消隐间隔的边沿事件/秒。  在这种情况下、消隐信息器一词增加了延迟时间。  由于 ADC 触发器是一个边沿事件、因此它在6x 80us 周期的布置捕捉中发生4次。 实际上 、消隐需要 在  每个6x 80us 周期的中心位置 CH1。  如上所述、   在12.5KHz PWM 信号的情况下、无法实现精确的结果采样 CH1 @将奈奎斯特频率(160us)加倍。   当 PWM 为20kHz (50us)时、需要  产生2倍的奈奎斯特频率 @ 25uS/40KHz、但采样 仍然会导致 ADC 检测到更低的振幅。

每个 SAW 点 CH1信号 都是12.5KHz (80us) 6个周期结束、任何在  每个 80us 周期的中心对 CH2信号进行采样的尝试都会产生错误的结果。 与行业标准 奈奎斯特触发时间的差异要快得多、@25kHz (40us)。  240在 稳定时间内保持一致线性的能力变得更加关键。 数据表结论 9.6us 设置 (A1)似乎 与特定  条件下的内联监控和杂散相关。

因此、稳定 CH1虽然 看起来比捕获值高、但必须慢于 200us (5kHz) 才能捕获接近正确值的任何位置。 在    这个稳定问题中、只有一个非常昂贵且具有延时扫描功能的 Tektronix 存储示波器才能正确分析信号是否存在扰动问题。  看起来、实验室分析 240趋稳可能无法揭示 PWM 抑制 在  低侧监控位置快速变化 PWM 占空比时如何改变或确实改变趋稳值。 这似乎是我心目中唯一合乎逻辑的结论、大脑橡皮擦是典型 数字示波器样本(1/10KSPS)深度的视觉方面、无法揭示240输出稳定实际上相对于 GPTM4标记大于200us。  

问题再次说明  PWM 抑制为何可能仅 在低侧监控时才会干扰奈奎斯特采样频率？ 正如您在 Wiki 链接中所看到的、在我们的案例中、奈奎斯特采样率通常比2MSPS 快得多。    

您好 BP101：

它不能简单地说明您的系统在一个设置中工作，而不是在另一个设置中工作。

您使其听起来像是一个稳定问题、即 INA240需要200多美元才能解决、这显然是不正确的。

如果您认为这是一个 INA240问题、请在演示时具体而简洁。 到目前为止，我无法根据你提供的资料得出这一结论。

我建议使用图表和图示来说明您的观点。 是的、您确实发布了几个示波器截图、但它们与您的参数有何关系？

此致、Guang

[引用 user="Guang Zhou "]是的，您确实发布了几个示波器截图，但它们与您的参数有何关系？

这种捕获 并不 表示您有什么严重错误？  否则 、您可能 没有必要的经验来确定 TI 嵌入式 SAR ADC 为何无法在 2倍奈奎斯特频率下对 INA240进行采样。

这不是客户的电路分析问题、 验证240是否 能够如图中所示的低侧电流监控器场景中所示产生精确结果是 TI 的问题。 数据表未提供 除最佳情况正弦波输入之外的9.6us 设置条件。 为什么 TI 拒绝在  电感式 PWM 电流负载大于5安培时测试240？  在 PWM 分析中很容易被驳斥的推测性实验室测试将揭示出发生了故障。  可能  制造的 产品应该是 DAM、以确保在 将其放置 在 低 侧监视器位置时、甚至可以通过240获得适当的精度！ 我们已经证明、当    实时电机 PWM 被注入到+/-IN 端口中时、它确实可以工作、但仍然受到很大的影响、无法保持数据表规格(稳定时间为9.6us)。    

供参考：SAR ADC 仅 处理 240个信号"当 AD 转换器考虑信号稳定时"典型转换 (150ns) 、而  240 开环增益 稳定 在>1/2 LSB。  同样、捕获 显示最坏情况下的趋稳发生@420µs μ s。 任何 240精度的最佳趋稳情况 都需要240us 的 ADC 稳定时间才能生成正确的样本、即超过6倍的奈奎斯特频率。

您好 BP101：

这正是我请求您解释如何确定 INA240输出与示波器图不符的原因。 您如何知道波形不是 INA240应该产生的波形？ 它不能是“垃圾出来”吗？

您说：“实时电机 PWM 已注入+/-IN 端口。” –您能解释一下 PWM 是如何产生的以及它是什么样的吗？ 我对了解这一点非常好奇。

我只知道 INA240应该如何工作、您的系统什么也不知道。 考虑到这一点、请尝试以易于理解的方式进行解释。

此致、Guang

[引用用户="Guang Zhou 的说法]您能解释 PWM 是如何出现的以及它是怎样的？ 我是[/报价]

它来自3个 PWM 发生器、重叠占空比低侧240 监控器。 您还认为示波器捕获中的 CH1发生了什么情况？  

正如我说   过的、问题可能需要非常昂贵的存储示波器来检测240个输出实际被认为是稳定的、这与任何 TI 12位 ADC 能够在小于200µs μ s 的信号上收敛的能力有关。 这样、奈奎斯特频率比其应有的频率高6倍、 并破坏 了6.9µs μ s 设置时间的错误描述甚至是成立的。 如果    ADC 在该 时间内收敛到信号质量的大量边沿抖动、则输出稳定9.6µs 是一个静音点。

同样、PWM/瞬态抑制应清除信号、以便 ADC 不需要每个样本之间的趋稳时间大于200us 即可产生精密数字测量。  240µs、需要使用最佳情况方案 Δ Σ 来从 CH1上的信号中获得任何类型的精度。 没有示波器捕获可以描述实时边沿抖动、因此这一点无法显示、但可能只能通过视频 mpg 文件显示。 我们的 Tektronix 2430 150Mhz 存储示波器具有坏通道、 而 Tenma 较新的30Mhz 示波器为1-10KSP 深度 、没有延迟功能 、甚至可以捕获 此问题。   

[引用用户="Guang Zhou "]我只知道 INA240 应该如何工作

  我不相信任何 TI 示例(TIDA)应用已经过测试 INA240 (低侧) PWM 监控器能够 通过 TI 12位 SAR ADC 以 μ 9.6µs 设置产生任何类型的精密结果。  再次要求 TI 工程师履行尽职调查、并检查 报告的 TM4C1294 MCU 12位 ADC 难以收敛于 9.6µs μ s 内确定的信号的原因！ 有大量 EK-TM4C1294XL Launch Pad 可用于连接 TIDA。  100安培 TIDA http://www.ti.com/tool/tida-01141?jktype=design# 仅需150-200Vdc 逆变器、 BLDC 电机来进行测试。

您好 BP101：

每个人都知道、3 Ph 电机驱动器中涉及 PWM。 我的新功能是低侧电流感应放大器如何体验此 PWM。 也许您可以对此进行一些说明、因为您重复提到了 PWM 干扰。 在我们了解 INA240输入上的 PWM 看起来是什么样子后、我们可以讨论它的干扰以及如何减轻。 你同意吗？

此致、Guang

看起来像示波器捕获 CH1、在整个1.1ms 波形中、阶梯为6个80us PWM 周期。 您不会看到   步进提示处的随机有时非常高的峰值。

        25µs    40µs 的消隐计时器配置为大于1 μ s 或 PWM 事件触发器2倍奈奎斯特频率(1 μ s)时、ADC 无法进行采样、采样周期的精确中心。  240配置 为双向低侧监控器+1.224v 精密 REF1、2和 240输出上的低通滤波       器、包括两个1nF 至10nF 甚至高达22nF 的串联电阻器、以缩短采集时间。  添加了滤波器电容会导致 瞬态比较器故障问题。 从示波器捕获来看、一切看起来都不错、但 Tenma 的深度仅为1KSPS。 即使采用这种非常广泛的滤波、ADC 也显然有很多输出抖动能够以40µs μ s 的间隔收敛。  200µs 之后再也不要尝试消隐>μ s、因为它不是很明显。  这是一个后来的假设、导致我测试更高的奈奎斯特频率、AKA 6x 奈奎斯特为> 200µs μ s 的消隐间隔。

上面的捕捉 表示两个重叠的 PWM 信号和随后的240输出。  它们 不是  TIDA-01141中与 TIDA-01159隔离式栅极驱动器逆变器搭配使用的互补对 PWM。 对于 BLDC 转子磁体中磁通变化、互补 PWM 似乎不会产生与重叠 PWM 相同的峰值电感器电流。  

为什么它很重要... 互补 PWM 逆变  器产生平滑的正弦波形、该波形与上述布置的捕捉中所述的尖峰峰值相触。 通过240个输入监控的中心对齐重叠 PWM 信号不会产生 线性9.6µs 设置时间。  SAR ADC 不考虑输出稳定、即使 在 @25µs μ A 的整个分流电流范围内误差小于100%、也能保持精度。   与  SAR ADC 相关的240纳秒(理论)奈奎斯特采样频率损耗、这是 低侧监控的常见做法。 200µs、非互补 PWM 信号相对于12位 SAR ADC 的240输出稳定时间大于1 μ s、甚至不能接近 所示的数据表 9.6µs μ s。  

240器   件显然需要广泛的输入滤波、而不是多个数据表声明 PWM/瞬态抑制可解决其他 INA 类监视器之前报告的典型问题。 问题仍然是 需要多少滤波、这是否会影响精度、甚至 超出实际要求？ 添加的输入滤波是否 会将6倍奈奎斯特 采样触发频率降低到 行业典型值的2倍？ 所有与 PCB 重新设计相关的非常重要的问题都不应成为客户 的问题！

到目前为止、我一直提到影响奈奎斯特采样频率的某种设置问题。  如果 输入压摆率低于输出产生同步实时电流事件的能力、传播延迟可能是问题所在。 我没有尝试 通过示波器进行检查、因为数据表未指示任何受 PWM 抑制影响的传播延迟。

也许 MAX40056FAUA+ 可以提供有关为什么240奈奎斯特采样频率比预期高6倍的线索。

MAX40056FAUA+是一款双向电流检测放大器、其输入共模范围为-0.1V 至+65V、并提供针对负电感反冲电压至-5V 的保护。该电流检测放大器非常适合对电感负载(例如电机和螺线管)进行相电流监测、 其中脉宽调制(PWM)用于控制驱动电压和电流。 MAX40056 µs 改进的技术来帮助抑制压摆率高达甚至超过±500V/μ s 的共模输入 PWM 边沿。 共模 µs 比(CMRR)通常为60dB (50V、±500V/μ s 输入)和140dB 直流(典型值)。

https://datasheets.maximintegrated.com/en/ds/MAX40056F-MAX40056U.pdf

您好 BP101：

如果您将 INA240保持在线性运行模式，则不应出现明显的延迟，从数据表的阶跃响应和我之前发布的一些范围图中可以明显看出这一点，以解决您的压摆率问题。

如果您怀疑存在其他问题、则需要捕获 INA240差分输入电压(或负载电流)和 INA240输出、以便能够判断。 如果您有此类示波器捕获、请将其发布在此处。

此致、Guang

您好、Guang、

[引述 USER="Guang Zhou "]为解决转换率问题、数据表的阶跃响应和我之前发布的一些范围图都可以明显看出这一点[/引述]

然而、阶跃响应并不表示  针对尖锐输入边沿的 PWM 抑制压摆率测试。  只有在逻辑 上比较竞争对手的器件才能揭示我描述的弱点。

A1 +/-in 的 µs PWM 抑制压摆率/电压是多少？它是500V/μ s？  TM4C1294 ADC 会在150ns 内收敛、因此这可以解释 PWM 抑制是如何 将大于200us 的尖峰峰值脉冲相移 到 放大器的通带中的。 这种压摆相移 可能会解释 流经经过脉冲训练的信号的随机尖锐峰值、而不会解释它们甚至来自什么。   

[引用 USER="Guang Zhou "]如果您怀疑其他问题、则需要捕获 INA240 差分输入电压(或者、负载电流)

实际上已经发布了第1次捕获、CH2 指示 相对于  CH1信号触发源的延迟150µs μ s。  CH2是 GPIO 端口、表示 加载了> 400µs μ s 消隐的 GPTM、 后来简化为240µs μ s。

150µs、为什么240输出延迟1 μ s、除非 PWM 抑制延迟了 OUT 引脚上的+/-IN 信号。  此外、任何240 种内部故障、 客户只能 见证 外部的结果。  240是否在压力下工作、是否作为低侧电流监控器有效(肯定不会)。

 剩余的 μ 50µs 被注意 到捕获(如下) CH1代表18x 80µs PWM 周期、 每个周期 的18倍低电平(SW 确定)为 150ns 采样结果中断子例程与低侧 PWM 栅极驱动同步发生。 150µs、Δ V +Δ V = 200µs 和50µs    40µs 可对消隐计时器+Δ t 进行微调、以 针对延迟周期进行微调。 无论加 载了什么值的消隐计时 器进行补偿，240输出延迟(GPIO 标记 CH2)都会发生，该捕获标记大于400µs μ s。  同样、补偿240个输出延迟的最短总 SW 延迟约为240µs μ s (未显示)。 9.6µs 输出为240 μ s 的稳定时间。

您好 BP101：

您说得对，我们只能从外部见证 INA240。 这就是为什么我们需要在判断延迟是否过长之前至少了解其输入和输出。 激活 INA240的控制信号对电流变化做出响应之间有几个步骤。 这两者之间可能会出现许多问题。 如果不知道向 INA240提供什么以及它的输出是什么、就不可能将其归咎于 INA240。 BTW 要提供此信息，无需您了解 INA240的任何内部信息。

此致、Guang

您好、Guang、

TI 工程师似乎更愿意谈论所报告的问题、而不是调查240出现故障的原因。 客户将什么作为信号输入/输出并不重要、而是240出现故障、 但原因是什么？  显然、竞争对手意识   到、在高电感反冲下、PWM 抑制正常工作所需的必要计数器措施在240上被省略。  也许是时候对过去 报告的看似明显 的 相移反转的240种设计校正问题进行改进了吗？  

TI 是否会研究 A1或 A2出现 相移 +/-IN 信号 输出导致 ADC 采样结果延迟的原因> 200µs。 示波器 CH1被反转 、以便 可以在时域中正确观察 CH2签名。

您好 BP101：

TI 非常重视客户问题。 如果发现此类问题确实是由我们的产品引起的、则 会采取纠正措施。

但是、调试过程是团队工作。 这需要客户帮助将问题隔离到可管理的部件中。 这是一个隔离过程、用于显示器件的输入/输出。

此致、Guang

[报价用户="Guang Zhou "]需要客户帮助将问题隔离到可管理的部件中。[/报价]

然而 、发布的捕获已提交给此论坛、涉及 分流反转问题。  相对于 +/-in 的反相信号输出上出现明显的> 400µs 位移。    400µs 用于确定瞬态响应上升/下降时间+趋稳的测试结果似乎并未考虑 PWM 抑制中发生的这些>Δ V 相移。  由于      PWM 峰值急剧(CH1)、瞬态分析图可能未显示相移(CH2)。   

     240µs 尖峰 PWM 峰值(CH1)影响其他 ADC 样本、则换向计时  器的三个通道检测边沿将需要非常相同的 Δ Σ 采样延迟。 事实上、所有其他 ADC 通道处理都正常工作、似乎是指240 、从而延迟 了3个监控信号。  

您好 BP101：

请确认：

(1)   CH1是在 INA240的正输入引脚(IN+)处相对于接地的测量值。

(2)   如图中红色文本所示、CH1反相。

您如何才能从图中看出“400µs 相移”？ 您能更具体地说明这一点吗？

您一直在谈论~200us 的延迟。 两者之间是否存在关系、或者它们是否是单独的问题？

此致、Guang

回答这两个问题、CH2 有  一个2RC 低通滤波器进入 ADC 通道。 目视400µs 清楚地表明发生了相移、需要考虑200 μ s 的延迟来补偿 输出信号的较大的随机(PWM 占空比)传播延迟。 同样 、400µs 是奈奎斯特采样频率的6倍、3倍奈奎斯特 (~200µs)可以捕获 包络、  周期中心的精度更高。 否则、如果忽略该延迟、 则监测结果存在严重缺陷。  

也许 TI 可以验证其他未知伪影的急剧 PWM 脉冲为什么会这样影响 PWM 抑制。

您好 BP101：

请在该示波器图上标注/显示如何分辨“400µs 相移”。

我的另一个评论是、对于像您这样的低侧感应、PWM 干扰不应成为问题。 这不应该是讨论的一部分。 除非存在耦合。

此致、Guang

[引用 user="Guang Zhou "]请在该示波器图上标注/显示如何分辨“400µs”相移。[/quot]

好的、这是原始捕获。 我从未 考虑过导致此问题的 A1的传播延迟。  FB 电子论坛发布了相同的内容、 一些工程师也看到了这一变化。     在示波器 将一个通道 反相并覆盖两个信号之前、人们无法轻松看到延迟。  即使每个脉冲稳定9.6µs μ s、 输入 信号也会 在输出端进行相移和反相。  这就是   我的其他采集结果中的输出反相分流器 CMV 正对上的方式。

也无需对输出进行反相、因为输入已被240反相、以便 由 ADC 通道进行采样。  

您好 BP101：

如果您目前无法显示“400µs 相移”，我建议您收集相关证据，并在准备就绪时返回。

此致、Guang

您好 BP101：

我现在要关闭这个线程。 如果您有我们讨论过的新信息、请将其发布回。

此致、Guang

您好、Guang、

我出差， 但已更新了线程 捕获，从而通过 垂直标记指示大于400us 的相移或传播延迟。

您好 BP101：

为什么您选择这两个点作为“400uS 延迟”的开始/停止点？

此致、Guang

[引述用户="Guang Zhou "]您为什么选择这两个点作为“400uS 延迟”的开始/停止点？

2个垂直点代表每个通道中 PWM 周期(80us)周期的开始。    µs 还±调查-4V 电感反冲或转换率< 500V/μ s ON +/-IN 会导致任何输入/输出传播延迟的原因吗？  必须 在示波器上反转输出或输入通道(任一通道)、以观察压摆率 传播延迟。  无论是否 使用输出滤波器、都会出现相同的延迟。

您好 BP101：

INA240输出波形正在从该图中跟踪输入电压波形、这两个波形都是锯齿波形。 从 INA240的角度来看，400uS 不是一个延迟。

此致、Guang

信号输入 是 PWM、非锯齿波、而 CH2是触发源。  ADC 的每个经 PWM 滤波的脉冲都有足够的采集时间、因此 我们不能将传播延迟归咎于 ADC。

从 ADC 的角度来看、"唯一 的计数器"相移 (输入到 输出) 相对于 240信号采集而言是巨大的。 奇怪的是 、240数据表在任何条件下都没有列出任何传播延迟。

    µs MAX40056F 数据表也会指示500ns 的传播延迟、并采用计数器措施来抑制电感反冲、压摆率为500V/μ s。 240没有数据表中披露的此类计数器措施。   某些 PM 电机的电感反冲可能会 以意想不到的方式影响240 PWM 抑制！ CH2 µs 中的极高峰值是开关节点恢复或 Δ(dV/dT)远低于500V/μ s 的结果。

 1us 瞬态响应图 似乎不适合导致极宽相移的条件。

您好 BP101：

您标记为：CH1“Shunt CMV”；CH2“A1 output in倒置”。 分别是 INA240输入和输出。 从图片上看、它们看起来是在跟踪的。

什么是 PWM？ INA240在低侧配置中甚至看不到 PWM。

此致、Guang

CH1 通过示波器反相、而 CH2 结果 表示 与 CH1有意反相相关的反相信号。 当  通道重叠时、反相 CH1分流 CMV 与 CH2输出对齐、例如手动向左向右移位。 CH2再次 表示240与+/-IN 极性反相输出信号。  

我在   12µs 了 MAX 在高 PWM 脉冲上具有500ns 延迟后更正了上述帖子、Δ I 延迟 是故障比较器。

[引用用户="Guang Zhou "]什么 PWM？ INA240在低侧配置中甚至看不到 PWM。 [/报价]

CH1清楚地显示 80µs μ s PWM 周期 跨越接地、因此您可能会对器件进行支持。 当然、它不是 DSP 梯形波形 、但  频率与 PWM 波形完全相同。

您好 BP101：

我很困惑。 您是否可以发布放大后直接显示 INA 输入和输出的示波器截图、而不进行任何反转或移位？

INA 输入上没有 PWM、因此没有 PWM 干扰可言。

此致、Guang

[引用 user="Guang Zhou "]您能否发布一个范围截屏，放大后直接显示 INA 输入和输出，而不进行任何反转或转换？

您似乎 没有注意到相移输入/输出是不需要的伪影、 这可能是由于 PWM 抑制导致的传播延迟非常大。  在这种 µs 下、MAX 在峰值 PWM 脉冲期间声明的时间大于500ns <±500V/μ s、 因此延迟是 PWM 抑制的已知因素。 通道反转使验证输出偏移发生相对 输入信号变得更加容易。 分流 器 CMV 已知在低侧反相、 240实际上在 ADC 采样中反相、 因此为 正上升沿 REF1、2=GND (第1个布置的捕捉)。

[引用 user="Guang Zhou "] INA 输入上没有 PWM [/引用]

   每次高侧开关导通时、每个低侧分流器都会遇到 PWM 周期(12.5kHz 或20kHz)。  所有低侧开关均饱和95%、并通过 每个分流器将大量的感应 PWM 电流传递到接地端。 脉宽调制电感电流通过 PWM 从高侧开关流过每个低侧开关、 最后每个 分流器流向接地端。

请    µs±研究、以确定 TI 认为 INA240在<500V/μ s 的急剧 PWM 脉冲下可接受的预期传播延迟量。  然后、这 将为我们提供某种基线、以验证其他电路方面、哪些方面 可以进一步 扩展数据表 记录的延迟。  对于    数据表实验室分析中从未测试过的某些条件、240似乎需要内部计数器测量。

您好 BP101：

为了证明存在“400uS 延迟”或任何真正的延迟，您需要捕获输入和输出并比较两者。

此致、Guang

听起来就像一个幸运的饼干，希望已经成真了……

200µs、> 1 μ s 或2倍奈奎斯特采样 频率或  换向帧中心会对齐 先前发布的捕捉中指示的2个采样点。 PWM 频率可能为(8kHz - 40kHz)。   80µs 后的捕捉(12.5KHz /μ s)和 奈奎斯特频率相差 很小的20kHz。 因此、从240获得真正的 RMS 值需要大约240µs μ s 的消隐延迟。

平均时间鼓励 管理人员研究 使用 高增量 dV/dT PWM 脉冲时、产生的未记录传播延迟是多少。 您似乎 没有回答 简单的问题、因为它从未经过实验室测试、甚至记录在 数据表中。  的240 继承奈奎斯特频率延迟 通过 单端 ADC 产生相对于 FOC 时序的较慢 RMS 电流测量。 三 个不同的外部电流测试器件 Concur 240的输出  相对于 驱动 ADC 样本的"已验证"的感应 PWM 周期被延迟。  

竞争 对手霍尔 电流监控器 将 于下周晚些时候通过同一 ADC 进行测试。  

您好 BP101：

如果您计划在下周进行一些测试、可能是捕获一些示波器照片的好机会。 这是解决 IC 问题的必要第一步。 我期待这些信息。

此致、Guang