各位专家、您好！
我们的客户有关于 OPA3S328EVM 产品的技术问题。
他一直在研究"应用报告：使用 OPA3S328构建可编程增益互阻抗放大器"、他想知道我们是否使用更大的反馈电阻器(~10s 兆欧)测试了 TIA。 报告只讨论200kV/I 的反馈/增益、但不讨论任何更大的反馈/增益。
此外、客户能否获得评估板的 SPICE 网表？ 客户已拥有 TIA 的 SPICE 模型、可从 TI 网站获取。 我是指 OPA3S328EVM
希望您能帮助我们。 谢谢你。
此致、
Gerald
Gerald、您好、
目前发布在网络上的 OPA3S328 PSPICE (和 TINA-TI SPICE)宏模型目前在待修订的队列中。 运算放大器模块(OPAx328)工作正常、但开关模块/电路可能会在 TINA 中出现收敛问题、在某些情况下还会在 PSPICE 上收敛。 该问题在建模团队的队列中需要修复。
在此期间、我将使用 应用程序中记录的相同方法提供一个临时模型 注意：使用 OPA3S328构建可编程增益 TIA。 临时模型使用具有完整运算放大器规格的同一 OPAx328块(包括 AOL、频率范围内的输出阻抗、噪声、偏移和输入/输出范围限制等) 但是、目前我们使用简化的开关模型、它对开关上的典型寄生电阻和电容(RON、CIN 和 COUT)进行建模。 这提供了一个良好的一阶近似值来检查 TIA 电路的稳定性、带宽和噪声。
随附 的是 TINA-TI 仿真示例、其中显示了 OPA3S328EVM 站点1上显示的电路配置、但针对2MΩ Ω 反馈电阻器进行了修改、并假设光电二极管的电容为~100pF。 使用 OPA3S328应用手册的公式8、其中 RF=2MOhm、FGBW=40MHz、假设总输入电容为105pF、则提供了一个起点或最小反馈电容的估算值、该值为 Cf>~470fF。 (编辑、11-09-22：更正了以下仿真中的错误、RF=2MOhm)
TINA-TI 上的交流开环稳定性分析示例：
下面的仿真显示了交流开环稳定性分析、其中显示了电路的稳定性以及54度的相位裕度。
TINA 开环交流稳定性分析文件(示例)：
e2e.ti.com/.../OPA3S328_5F00_2Mohm_5F00_open_5F00_loop_5F00_stability_5F00_example_5F00_k.TSC
TINA-TI 上的闭环电路瞬态和交流频率响应示例：
仿真显示了闭环电路瞬态和交流频率响应、其中2MOhm TIA 的带宽约为219kHz：
TINA 闭环瞬态和交流频率响应文件：
e2e.ti.com/.../OPA3S328_5F00_2Mohm_5F00_closed_5F00_loop_5F00_example_5F00_keep.TSC
附加的仿真文件可用作起点、并根据 TIA 增益/BW 要求和光电二极管模型/偏置条件进行修改。
如果您有任何疑问、请告诉我。
谢谢、此致、
Luis
Gerald、您好、
上面的示例使用2兆欧姆的增益、根据 TIA 闭环带宽要求、补偿电容器可能非常小；电路将对杂散电容敏感。
如果应用需要10s MΩ 内的增益、根据您的带宽要求、另一种方法是在第二级使用额外增益、例如使用 G=+5V/V、如下所示：
谢谢、此致、
Luis
您好 Luis
我将使用 OPA3S328 RGR (20引脚 VQFN)封装。 我想使用 OUTSB1、OUTSB2、OUTSB3引脚对具有3个反馈增益的 TIA 进行编程(已连接)。 我的增益将是2兆欧、200千欧和2千欧。 如应用手册中所述、在高电阻反馈路径中、我们不会有任何明显的增益误差(<0.06%)、但在低电阻反馈路径中、此增益误差将增加到6%。
对于高精度电流测量、我需要执行以下操作：
请您对我进行必要的修改。
谢谢
Deepak
Deepak、您好！
这是否与 Gerald 的上述帖子中描述的项目相同、或者这些问题是否指的是不同的项目？
正如您正确提到的、 QFN 封装上的 OPA3S328提供了一个1：2开关矩阵和一个1：3开关矩阵；因此、QFN 封装选项仅限于在两个 TIA 增益上执行真正的开尔文感测连接。 数据表中提到了即将推出的 DSBGA YBJ 封装版本(24引脚)开发、其中将包括两个1至3开关、但这一版本即将推出、目前尚未推出。
关于您的问题：
[引用 userid="541479" URL"~/support/amplifiers-group/amplifiers/f/amplifiers-forum/1169726/opa3s328evm-build-a-programmable-gain-transimpedance-amplifier/4404801 #4404801"]\n 我们是否可以将 OUTSB3 (2Mohm)路径直接连接到运算放大器 A 的同相终端？ 由于输出到2：1多路复用器将处于悬空状态(SELA1 =高电平、SELA0 =低电平)、它是否会在测量中引起任何干扰？[/quot]如果您需要3个增益： 2兆欧、200千欧、2千欧、将可用的 VQFN OPA3S328器件与1：2开关矩阵和1：3开关矩阵结合使用、我建议您将反馈上的2兆欧电阻器保留为默认值。 请参阅下面的一个可能电路。
编辑：11/14/22：已修改电阻器反馈值。
-对于情况(a)、通过打开 OUTSA1和 OUTSA2、TIA 级上的开关、您将获得默认的 RF3、2 MΩ 增益。 使用 OUTSB3直接感测2MΩ 增益。
-对于情况(B)、 关闭 OUTSA1、打开 OUTSA2、您可以 设置一组并联的反馈电阻器 RF1a、RF1b=k Ω 234kΩ Ω|| 4.42MΩ Ω、其中默认反馈 RF3 MΩ Ω 与 RF1a、b 和 RF3并联构成非常接近~200kΩ Ω 的标称值。 使用 OUTSB1开关在 RF1a、RF1b 电阻器端子连接点附近进行感测。
-对于情况(C)、关闭 OUTSA2、打开 OUTSA1、然后您将 RF2a、b= 29.1kΩ Ω|| 2.15kΩ Ω 组合在一起、其中 RF2a、b 与默认反馈 RF3= 2MΩ Ω 并联 、形成一个非常接近~2kΩ Ω 的标称值。 使用 OUTSB2开关在接近 RF2a、RF2b 电阻器端子连接点的位置进行感测。
MΩ MΩ 情况(B)和(C)会产生细微的增益误差、因为实际上您没有完全并联的2k Ω 电阻器、而实际上是2k Ω+开关 RON 电阻的串联组合。 MΩ、鉴于 RON 处于~125Ω Ω 或更低的范围、与2k Ω 电阻器相比、误差很小(在这个特定示例中、增益误差小于0.06%)。
TIA 支持较大光电二极管电流的能力主要受跨阻放大器的输出级电流驱动的限制。 此外、您还需要考虑放大器的输出电压范围摆幅限制和电压电源。
OPA3S328输出的灌电流和拉电流分别为-68mA 和+63mA (请注意、这是典型规格、并且输出电流限制存在变化)。 因此、支持的光电二极管电流必须远低于电流驱动限制。 因此、在这种情况下、OPA3S328能够从电流输出驱动的角度处理10mA 电流、而不会出现任何问题。
但是、您需要仔细考虑放大器电压输出摆幅范围限制。 放大器需要从电源轨获得一定的余量。 请参阅 OPA3S328数据表第12页的图6-20至6-23 "输出电压摆幅与输出电流间的关系"。
如果您需要支持~10mA 的二极管电流，则最小2kOhm 增益将不起作用，因为您将使用大电压(2kOhm+RON)*10mA=>20V，这是不可能的。 我建议减小最小的 TIA 增益电阻器选项、以使输出电压范围处于 TIA 放大器输出摆幅的范围内、同时考虑放大器的开关电阻和输出摆幅范围限制。 如果您需要更多信息、请提供一个原理图、其中显示了 TIA 同相端子的电势、以及光电二极管如何偏置以及光电二极管连接到 TIA 输入时的极性。
[引用 userid="541479" URL"~/support/amplifiers-group/amplifiers/f/amplifiers-forum/1169726/opa3s328evm-build-a-programmable-gain-transimpedance-amplifier/4404801 #4404801"]Vsupply+= 1.5V、Vsupply-=-3.5、INB+= GND (由于器件物理约束、无法拉至正电压)。 我们是否可以利用此处的运算放大器 A 进行“缓冲器和正电平转换”，以便将其级联到单极差动 ADC (ADS1675，输入范围0至3.5V)？[/quot]
根据电路说明，如果您使用+1.5V 和-3.5V 为 OPA3S328供电， OPA3S328放大器输出将不会产生0V 至+3.5V 输出，因为这在使用+1.5V 和-3.5V 电源供电时远远超出放大器输出范围。
此外、请记住、ADS1675是一款全差分 ADC、需要全差分输入信号、该信号集中在+2.5V 的固定共模电压上、而 OPA3S328电路会产生单端输出信号。 因此、您将需要一 个额外的全差分放大器级、该放大器级由 ADS1675的电源轨电平供电、以实现电平转换。
建议在 ADC 和第二个 OPA3S328级之间使用一个额外的全差分放大器(FDA)。 您可以在"类似"配置中使用 FDA、如下应用手册所述。 应用手册中的示例针对不同的 ADC 进行了调优、期望双极输入信号相对于 GND +/-、但单端到差分转换概念适用。 可以使用类似但经过修改的电路来驱动 ADS1675、将 VOCM=2.5V。 我需要了解光电二极管如何偏置、并查看 OPA3S328电路的预期输出电压范围、以建议使用 FDA 单端到差分电路。
https://www.ti.com/lit/an/sbaa246a/sbaa246a.pdf
此致、
Luis
您好 Luis
感谢您的详细建议。 您的上述建议 非常受欢迎、但我有以下几个问题：
谢谢、此致、
Deepak
您好、Luis、
我们可以使该线程处于脱机模式吗？
我需要您的输入来选择另一条路径、我们还可以通过该路径量化器件物理特性。 我计划进行的实验如下、您的建议/更正肯定有助于实现最高效的解决方案：
我们将该器件与高端台式设备进行了表征、结果发现0.1nA 至5mA 是器件在进行电压扫描时的稳定电流输出。
2.我们的要求是测量(捕获)最大离散电流值数，但任何两个测得的电流读数之间的差值必须相同。 例如、IMIN 是指从一个器件开始并变为5mA 的任意电流(尽可能低至50nA、但不限于)。 (Imin、2*Imin、3*Imin、4*Imin……………… (4mA–3*IMIN)、(4mA–2*IMIN)、(4mA–IMIN)、4mA。
3.为了实现第2点，我们能否进行两步式测量，即使用可编程 TIA 测量电流并将其存储在固件中， 然后使用可编程灌电流电路(随附原理图)从 TIA 反相节点拉出相同的电流、最终允许从反馈增益流出的电流(nA)更小。 使用高反馈电阻器(默认值)可以解决此差异(低电平电流)。 REF： 可编程低侧灌电流电路
4、如果我实施第3点、将会有输入噪声插入、TIA 的输入失调电压发生变化等 您能否帮助我制定路线图、以便在安全的情况下、我不会错过必要的注意事项？
请帮帮我。
谢谢、此致、
Deepak
您好、Luis、
我 对你对 杰拉尔德的第一次答复有点困惑(在主题中)。 VFB 相位曲线出现大幅下降(远高于增益交叉频率)。 对于高度稳定的实际系统、尤其是相位裕度条件、它必须在整个范围内大于45度、即从"1Hz 到 GAIN_PHACT_FREQUENCY "。
请在此澄清您的理由吗？ 您为什么在分析中排除了相位裕度下降(235k 时相位曲线达到7.64度)？ (随附您的分析)。
谢谢
Deepak
Deepak、您好！
在仿真中执行传统开环、小信号环路增益稳定性测试时，用户需要监视相移或相位变化到 AOL*Beta = 0-dB (交叉频率)的频率。 请注意、系统中的相位裕度是在增益交叉频率点的环路增益为0dB 的点测量的。 但是、稳定性标准 不要求相位在1Hz 至交叉频率的45度以上...
根据电路配置以及反馈环路是如何打开和/或应用测试源的、SPICE 仿真可能会在 低频(接近直流的频率)下产生通常不同于0°度的起始相位。 为了估算相位裕度、电路设计人员需要监控 相位或相移的变化、 相位裕度是根据 ±180度相位变化的裕度计算的(换言之、相位变化必须小于180度、达到环路增益为0dB 的频率)。 一个保守的准则是确保 严重阻尼表现良好的闭环的环路增益相位裕度超过>45°。 这种保守的准则允许器件的裕度以及器件 AOL 频率响应的批次间的差异。 根据您的应用要求、您当然可以调整补偿以增加相位裕度。 例如、巴特沃斯响应的 Q = 0.707且频率响应最大平坦、其相位裕度为65.5度。
请参阅以下稳定性标准、本幻灯片借鉴了 Tim Green 和 Collin Wells 的 PPT 演示文稿"解决运算放大器稳定性问题"。
在 上面的 TINA 仿真中、当打开反馈环路并测量环路增益相位时、相位从+180°度的极低频率开始。 FCL=235kHz (环路增益为0dB 的频率)时的环路增益相位为+54.4°度。 从低频到 FCL 的相移或相位变化为125.6º 度。 相位裕度是±180°相移或180°-125.6°= 54.4°相位裕度的差值。 (换句话说、总相移必须小于180度)。
在上面的仿真中、相位裕度深至+7度的发生频率在10kHz 至20kHz 左右。 这是正常的、不会导致稳定性问题。 请注意、总体环路增益相位响应在 窄频率下不会出现相位突变或斜率突变。
放大器稳定性是一个广泛的主题、有多种不同的稳定性分析方法。 下面是一些详细介绍此主题的链接：
Tim Green 的这段很棒的演示：
谢谢、此致、
Luis
您好、Luis、
不过、感谢您的澄清、我还没有完全理解您的解释以及随附的 WGC 前相位骤降(<45度)链接。 您能帮我澄清 TIA 稳定性吗？
在最坏的情况下、例如当运算放大器必须驱动容性负载时、或当 RC LPF 与 TIA 的输出级联时、频率曲线可能会向直流方向漂移。 如果它向左移动、那么我们将进入不稳定的机制、因为相位裕度< 45度。
为了调查这个问题、我已级联 LPF (R2 = 100 Ω、C2 = 1uF、频率= 1.6kHz)、原理图随附。 在这里，WGC 的负相位裕度为“-75度”。 负相补角究竟意味着什么？
请帮帮我。
谢谢、此致
Deepak
尊敬的 Kai：
感谢您的帮助。
Deepak、您好！
上一帖子中的链接提供了详细说明稳定性标准的演示。 如演示中所述、电路的增益由给出：
VOUT/V IN = Aol /(1 +Aol *β)
其中 β 是反馈因子、Aol 是放大器的开环增益。 正如我们所讨论的、电路相位裕度测量从极低频率(接近直流)到交叉频率的相移、环路增益为0dB = 1V/V
loop-gain= AOL*Beta = 0dB。
使用这种方法， 在幻灯片中阅读稳定性标准时，如果 AOL*β=1，则会出现不稳定的情况，此时会出现无界增益条件：
VOUT/VIN = AOL / 0 =∞Ω(无界增益)
在建议的电路上(在原始柱上)、相位骤降发生在较低的频率上、最低点大约为~11kHz、相位为+7.61度。 穿越频率更高、环路增益为0dB、发生频率为235kHz。 在~11kHz 频率下、环路增益远高于1V/V、约为~48.12dB (远高于0dB)；然后、环路增益相位随着您移至更高频率而增加。 因此、这种下降不会导致稳定性问题。
然而、最好监控总体环路增益和1/β 幅度和相位频率响应、并确保幅度和相位不会发生突变。 β、监控1/μ s 斜率是否存在从+20dB/十倍频程到-20dB/十倍频程的突变非常重要、这可能表示共轭复极点(或零点)。 务必监控环路增益相位响应、并查找 窄频率下环路增益相位响应中发生的突变。 复零点/复极点的出现可能会导致闭环电路频率响应中出现严重的增益峰值。 这可能会导致非最佳频率响应、在大多数电路中这是不可取的。 在 Power Point 演示文稿的幻灯片104中提供了一些示例。 为清楚起见、在原接线柱上的建议电路上不存在此情况。
在执行开环稳定性分析时，仿真绘制负载开环增益(Aol)、1/β(其中 β 是反馈因子)和环路增益(Aol*β)。 为了获得放大器的负载开环增益，需要将探针直接连接到运算放大器的输出：
下面是针对电路稳定性的开环小信号分析。 该电路不稳定、无相位裕度、其中相移~255度>±180度：
在该电路中、有一个1µF μ F 的相对较大负载电容器、从而产生不稳定性。 ppt 演示提供了输出电容负载的示例、这些负载是放大器不稳定的常见原因。 此外，RC 滤波器组件位于 TIA 反馈环路内；我不认为这是您的预期。
在如何滤除噪声和降低电路带宽方面、有许多不同的选择。 使用 OPA3S328EVM 电路板布局时可以支持的一种选择是将 RC 滤波器移到 TIA 反馈环路之外、并将 RC 放置在开关多路复用器之后、如下图所示。 在回路外使用此 RC 滤波器(100欧姆、1μF Ω)时、电路将保持稳定。
请参见以下示例：在使用 COG/NPO 电容器时、我将滤波电容器降低至33nF、并将隔离电阻器增加至3.03kΩ Ω、从而提供相同的 RC 时间常数。 如果您在电路上使用标准陶瓷表面贴装电容器、COG/NPO 级电容器可提供最佳的电介质以实现更稳定的电容。 在陶瓷表面贴装电容器中、COG (NPO)陶瓷电容器可提供最佳的电容精度。 COG (NPO)陶瓷电容器中使用的电介质类型在电压、频率和温度变化时提供最稳定的电气特性。 我选择33nF、因为 COG/NPO 级的0805封装可以轻松获得该值。 如果您愿意、您可以使用更大的尺寸1206并找到 COG/NPO 级和/或根据应用要求进行调整的更大电容值。
开环分析 TINA 文件(添加了 RC 滤波器的电路)：
e2e.ti.com/.../OPA3S328_5F00_RC_5F00_modified_5F00_stable.TSC
附加的是 f (-3dB)在~1.53kHz 时的总体闭环频率响应。 RC 滤波器之前的第一个放大器输出显示了大约~1.2dB 的峰值、这与55度的相位裕度相关。 该电路稳定、整个电路的 f (-3dB)转角为 ~1.535kHz。 包括两个级时的总体响应不显示峰值。 当然，你可以调整第一级的补偿，将第一级的相位裕度增加到65.5度，以消除第一级的任何峰值(如果你想的话)--然而，这个电路是稳定的，总体频率响应由 RC 滤波器极点决定。
谢谢、此致、
Luis
