您好！
我需要使用尖锐的方波信号(从10k 到高达1MHz)驱动 OPA828的输入；我需要在反馈环路中添加一个电容器、以补偿反馈电阻器引入的极点。
那么、OPA828的输入电容是多少、因为它未在数据表中提及？
此外、我需要将其用作相同方波输入的缓冲器。 因此、LM6172的文档建议在反馈中放置一个1K 的电阻器和一个2pF 的电容器。
OPA828的情况是什么？
储罐
您好、Jean、
感谢您澄清负载电容。
我想我已经解释了为什么在缓冲器情况下、反馈电阻器上需要这样大的电容器。 首先、我从您的 TINA 原理图开始、但用另一个 OPA828实例替换了固定负载电容器、如图所示。 在某些情况下(尤其是输入之间具有反并联二极管的运算放大器)、这有助于在设计早期发现异常的瞬态行为。
此电路中 U2的反馈环路可重新绘制为：
这将产生以下反馈公式：
反馈电阻器和反馈电容器设置为零、反馈电阻器设置的极点以及组合的反馈和输入电容。
在没有反馈电容器的情况下、我们得到一个大约14MHz 的一阶极点、没有零。
运行交流仿真给出了以下曲线：
我们针对稳定性使用的一个准则是1/B (反馈增益的倒数)和放大器负载开环增益(AOL)之间的接近率。 20dB/十倍频程的接近率通常是稳定的、而40dB/十倍频程的接近率通常是不稳定的。
在这种情况下、Aol 以大约每十倍频-20dB 的速率下降、而1/B 开始以~14MHz 的速率上升(最终达到+20dB/十倍频程的斜率)。 通过检查、这将得出接近40dB/十倍频程的接近率、这可能在最佳情况下略为稳定。 ~13度的相位裕度也证实了这一点。
增加越来越多的反馈电容会开始降低接近率、方法是降低极点频率并在其上方添加一个零点、如图中所示、具有10pF 反馈电容器的同一电路：
使用10pF 时、接近率现在接近20dB/十倍频程、相位裕度增加到59.29度。
随着反馈电容变得越来越大、它越来越占据 Cin 项的主导地位、而 B 的等式减少为：
或近似的全通滤波器特性。
这种效应也可以通过简单地降低射频来产生(实际上、对纯缓冲器情况的交流稳定性的仿真没有显示任何问题)。
我怀疑该电路中的剩余过冲可能是由 OPA828的压摆升压电路或放大器内部的其他高阶效应引起的，因为过冲不会表现出二阶系统预期的典型振铃行为。 如果压摆升压是造成这种情况的原因、只需略微降低输入信号的上升时间即可消除这种赝像。
查看同相放大器案例、我们可以将反馈网络重新绘制为
反馈被描述为
这同样是一个极-零点对。 然而、在这种情况下、极点频率由 RF 和 Rin 的并联组合决定、而 Rin 与 CF 和 Cin 的并联组合相互作用。
代入 Rin = RF、我们发现：
如果我们设置 Cf = Cin、则得到 B=1/2 (与频率无关)、从而提供如上所示的全通特性。
对于同相放大器电路、输入电阻器 R3和 R4也与 OPA828的输入电容相互作用、形成一个低通滤波器、该滤波器会减慢输入压摆率、有助于消除缓冲器配置中出现的过冲。
