您好！
请查找所附的电流感应电路。
它的输出电压公式由 VOUT =(RLOAD * RSENSE* I SENSE)/Rin 给出。
根据我的知识、该公式推导如下
流经 Rin 的电流=(RSENSE*ISENSE)/Rin
流经 RLOAD 的电流相同、将该电流与 RLOAD 相乘可得出 Vout。
我的困惑在于、如上图所示、反相引脚上的电压应为 零。根据我的了解、在这种情况下、它不是零、因为
同相端子未接地。如果我错了、请纠正我的问题。
我想知道输出电压公式是如何推导出来的。
我想知道 MOSFET 的 M1、M2、D1和基准电压的使用
此致
哈里
您好 Hari、
感谢您深入了解该论坛。 因此、您可以通过将 LTC2063放大器的输入设置为 Vx 来获得增益。 因此、Isense 交叉的上节点具有电压 Vsense+Vx。 如果您将此节点与(-)输入之间的差值除以，则会得到流经 M1的 IL 电流。 M1晶体管在饱和区工作、因此它将下降任何维持漏极电流 IL 所需的电压(如果您需要有关此方面的其他信息、我将查找稳压电流源)。 该流过的电流随后会在 RL 电阻器上产生电压。
REF 用于使 LTC2063保持在器件规格范围内运行、因为电源电压只能高于负电源或接地电压5.5V。 M2为 LTC2063负电源提供了一种随共模电压浮动的方法、共模电压可以介于4.5V 和90V 之间。 D1有助于偏置 M2。
我们实际上在 这里有一个类似的电路 、我们展示了如何设计器件接地悬空。 需要注意的另一点是、如果您不需要这样的共模电压、您可以考虑使用我们的 INA190 (VCM<40V)并减少 BOM 数量。 否则、TI 可能替代 LTC2063的产品包括 LPV811、LPV821和 OPA369。
您好 Hari、
为了确定 Vgs 是否在饱和区内、首先导出将饱和区与三极区分开的曲线可能会有所帮助。 您可以通过两种不同的方法来实现此目的。 第一种方法是计算给定漏极电流值的过驱电压。 过驱电压(Vov)对应于上述曲线上的点。 Vov 的公式如下所示。
KP 称为跨导参数、可能在数据表中找到、也可能找不到。 但是、无论它是否在数据表中、它都应该位于仿真模型中。 如果它不在模型中、则可以根据 uo 和 Cox 进行计算、这应该在模型中。 BSP322P 在模型中定义了 KP。 但是、对于某些条件、Infineon 对其进行了不同的定义。 如果您知道哪个子模型对应于您的系统条件、则可以选择正确的 KP。 否则、您可能需要继续使用替代方法。
对于方法2、您可以进行一些近似计算、以确定 Vov 的大致值。 我们知道抛物线的一般等式为(x-h)^2=4p (y-k)、其中(h、k)对应于顶点、在本例中、该顶点约为(0、0)。 如果我们在数据表中使用 ID 与 VDS 曲线、我们可以近似计算 p、对于我来说、该值大约为1.4。
计算给定 ID 的 Vov 后、我将使用数据表中的典型 VTH 值来获取 VGS。 您可以通过测量验证 VGS 是否在该值附近、并确认器件处于饱和状态。 您还可以在升高和降低放大器的共模电压的同时进行测量、以确保电流在 VDS 变化时保持稳定。
存在100k 电阻器的原因是放大器只有如此大的驱动能力、并且 BSP322P 的输入电容可能会使放大器不稳定。
为确保稳定性、必须满足以下条件：
您好 Hari、
我不确定您在哪里得到的 REF 为1uA。 根据数据表、对于高于500nA、高达10mA 的反向电流、REF 似乎可以提供适当的压降(请参阅下图)。
对于 M2、二极管的正向电压可以低于1V、如下图所示。 由于 LTC2063的静态电流、C4将充电至高于接地电压的电压、从而使|VGS|≥|VT|以及最有可能的|VDS|||||VGS|-|VT|。 该二极管可保持静态电流流经499K、并确保 VGS 确实超出数据表中的栅极源极电压规格。
至于电阻器、有人告诉我、添加电阻器和降低极点频率通常会有所帮助。 不过、通过查看 LTC2063中的开相位增益图、可以看出、如果极点过低、可能会出现一些问题、因为在增益达到0dB 之前、相位达到-180度。 在这种情况下、您将具有负相位裕度和负增益裕度。 请记住、对于单个极点、相位下降90度大约需要30年、而增益将每十倍频下降20dB。 有关这方面的更多信息、我建议 使用以下链接。 否则，我会引用拉扎维、塞德拉和史密斯或格雷和赫斯特的模拟书籍之一。
我认为电容器 C3和 C2位于环路之外、用于对输出进行滤波。 可以根据您的 RDS 范围和您需要在系统中测量的最小带宽来计算这些值。
您好！
1uA 似乎是器件变化的原因、因为某些器件的最小工作电流可能高达1uA。 我假设任何超过该规范的器件都将被丢弃、不会发货。 否则、典型器件的性能很可能与我在上面的帖子中的图表类似。
为了使 共模电压和 REF 的下节点快速变化、阴极将是1N4148上的正向压降、因为10uF 将防止 IN4148阴极侧的电压快速变化。 R3上的电压为静态电流。 当电容从 LTC2063电源电流充电时、阴极侧电压将继续增大。 一旦电容充电足够高(|VS|=|VTH|)、MOSFET 就会导通。 下面的电路对此进行了说明。 在本例中、我使用了一个阈值电压约为-3.7V 的2N6804。
静态电流(电源电流)来自正电源侧并流经该器件。
尊敬的 Peter：
非常感谢。我尝试对电路进行仿真、M1源极的电压为2.3V。 请找到附加的图像、同时发送
仿真文件以及此邮件。
www.analogue.com/.../LTC2063_DN1045_HighSideIsense.asc
此致
哈里
尊敬的 Patrick：
我根据我们的要求更改了上述原理图。
独立的运算放大器电源和电流感应电源。 对于低电流感测电源(V1)值、O/p 不是根据计算得出的。
首先、我将 V1=0.9V 并对电路进行仿真、我得到0V。只有当我将 V1=2时、才会出现合适的 O/P
请参见下图。 如果您不介意、请检查以下电路
尊敬的 Patrick：
很抱歉耽误你的时间、我用 TI IC 做了如上所示的电路
请找到所附内容。您能否以数学方式展示174mV 在 MOSFET 栅极的变化情况
此致
哈里
您好 BP 和 Peter、
我按照 Peter 的建议将 NMOS 更改为 PMOS。现在在 MOSFET 栅极上、我将获得300mV 的电压。您能否在数学上(借助公式)展示如何在 MOSFET 栅极获得该值。
我的输出电压是根据我的计算得出的。但我无法找到栅极电压(OPAMP 的 O/P)。请帮助我找到它。
此致
哈里
e2e.ti.com/.../LPV821_5F00_CS-_2D00_-autosave-18_2D00_08_2D00_16-12_5F00_42-_2800_1_2900_.TSC
尊敬的 BP：
我不是用帕特里克写彼得，而是一个错别字。
请参阅随附的图像。
您可以看到、运算放大器的反相和非反相输入中存在4mV 电压。
根据我的知识、运算放大器会将输入之间的差值与其增益相乘。在这里、两个输入都与我得到的结果相同
301mv、是因为失调电压、这让我感到困惑。
此致
哈里
您好 Hari、
U1在+输入端感测 VF6并调节其输出电压、直到-输入端的电压等于+输入端的电压。 因此、(VF5 - VF6)/R3的电流流经 T1 (因为现在栅极电流在流动)、最终流经 R4。 为了使 T1这个漏源电流流动、U1的输出必须生成 T1的栅源导通电压、即 VF4 - VF2。 所以、一切都按预期工作。
Kai
