[参考译文] LM675：负载低于100欧姆时的交叉失真

Michael、您好！

LM675输出端缓冲器的作用是在将关键负载连接至 LM675输出时提高稳定性、后者可能会使反馈环路内的相位发生偏移并降低相位裕度。 Boucherot 或 Zobel 缓冲器通过引入仅在高于缓冲器时间常数设置的特定频率下工作的分压器、降低了 LM675的开环增益。 欧姆电阻结合 LM675开环输出阻抗、可实现此分压。

由于缓冲电路减小了开环增益、进而降低了反馈环路的线性化效应、因此将缓冲电路替换为较小的电路甚至完全移除缓冲电路时、失真也会减小、这是不足为奇的。

我看到 C42有问题。 LM675是一个解补偿放大器、需要10V/V 以上的增益 C42可降低高频时的增益、可能会导致 LM675不稳定。 好的、4.7pF 不是很多、可能仍然不重要。 但请记住、当您打算提高 C42时、需要考虑这个因素。 我不会这样做。

R88和 C43还有另一个问题。 如果 LM675的总体设定增益低于10V/V、此网络的想法是将噪声增益增加到10V/V 以上(高于由 R88和 C43时间常数设置的特定频率) 但对于您已选择的组件、噪声增益要高得多、即36V/V 因此、LM675的线性化增益储备更少、从而增加失真。 我会尝试以大约2k2的小步长来增加 R88并相应地调整 C43。

凯

尊敬的 Kai：

使用 LM1875数据表中的开环响应曲线(其他 TI 工程师声称其与 LM675非常相似)、我篡改了现有的 LM1875模型、生成的相位/增益曲线更类似于 LM1875数据表中所示的图形。

这揭示了我的滞后电路(R88/C43)需要具有相对较低的转角频率、以避免在0dB 交叉频率下出现相位裕度下降。 调整 R604以微调交叉频率。 放大器本身中相对较低的第二个极点迫使我向下推稳定的交叉频率、以避免第二个极点的累积相移。

遗憾的是、此模型仍然不能代表 Zobel 缓冲器利用的上升输出阻抗与频率特性、因此我将回到物理实验来使用该电路。

感谢您的帮助！

Michael、您好！

当您希望在36V/V 的噪声增益下处理100kHz 时、5.5MHz 的增益带宽积并不是太大 这将提供仅1.5V/V 的增益储备 我想您不能指望通过该低增益储备获得更低的失真。

凯

再次尊敬的 Michael：

您是否想过将 LM675用作增益为10V/V 的同相放大器？ 如果您不需要整个增益、可在 LM657的+input 上安装分压器。 如果需要信号反转、可以在 LM675前面添加增益为-1V/V 的反向运算放大器。 这将使您摆脱 R44/C43补偿网络、从而可以从更高的线性化增益储备中获益

凯

尊敬的 Kai：

谢谢你的建议! 该产品是一种功耗函数发生器、因此虽然我们一直在使用直流校准来调整20mV 失调电压、但肯定是因为具有2倍直流增益、而这在100mV 时变得不太值得信任。 不过、我当时想尝试一下、只是想看看它是否对噪声有真正的帮助。 我之前所有的反馈路径实验对这个噪声没有影响；好像通过放大器的完整开环路径太慢、无法在放大器输出级处理这个步骤(在很大负载下)。

感谢您的帮助！

Michael、您好！

我为 LM675创建了一个粗略的宏模型、且 提供的信息有限(无 AOL 与频率的曲线图)、请参见下文。

使用模型、我发现在 Aol 和1/β 的交叉点、增益由20k 和604 电阻器之比设定、从而产生有效增益  33. 因此电路看起来相当稳定,相位裕度为67度-见下文。

瞬态仿真确认了其在小于10%的小信号过冲情况下的稳定性-见下面。  

由于 LM675是 双极输出放大器、因此我假定 10欧姆的阻性输出阻抗。 其直流值可能会接近1.5 Ω、允许在2.6A 负载下出现4V 摆幅-请参阅输出电压摆幅条件(21V/8 Ω)的产品说明书。  较低的输出电阻可提高稳定性。  

至于失真的原因、我想知道示波器探头的确切连接位置是什么？ (我直接在 LM675的输出端看不到 TP)

e2e.ti.com/.../Michael-LM675-AC-stability.TSC

e2e.ti.com/.../Michael-LM675-Transient-stability.TSC

尊敬的 Marek：

感谢您的建模工作!

这是我正在使用的经修改的子电路。 它是通过编辑我在 LM1875中发现的模型创建的、根据过去的 TI e2e 贡献者的说法、该模型与 LM675类似。 大多数工作都涉及到调整第二个极点、以便提供更像振荡板那样的相位/增益结果。

e2e.ti.com/.../lm675LTSPICEsubckt.txt

当负载超过100欧姆时、这似乎是我观察到的合理表示。

然而、当负载降至100欧姆以下时、实际电路中会出现不同形式的振荡、而这在 SPICE 仿真中没有出现。

在100m Ω 输出 R (50m 作为并联 R + 50m 作为串联 R)的外部、该模型似乎不会对易受具有1至10 Ω 电阻元件 Zobel 阻尼器影响的模型中不断增加的输出阻抗进行建模。

这就解释了为什么我没有 SPICE 电路性能对 Zobel 缓冲器的依赖；与这些小型开环源 R 相比、即使在1欧姆时、它也很大。

我还注意到两个虚拟接地之间的内部偏移、等于每个电源一半之间的差值。 这会达到2V (20V/2 - 16V/2)、似乎是一个输出幅度阈值、超过该阈值、我的实际电路会发生更严重的行为。

我认为我需要在时域中使用正弦/三角波形进行更多建模、以寻找更好的相关性、尽管固定开环输出 Z 似乎是一个持续的问题。

感谢您的帮助！

这是上面的 LM675模型的 SPICE 原理图图像：

此站点不允许我上传实际的.asc 文件。

Michael、

我怀疑您看到的失真是由于电路的可疑稳定性引起的。 您是否可以确认您显示的节点已变形？  如果它与下面所示的不同、请指定 您探测的节点。

尊敬的 Marek：

我在 U19引脚4处看到的失真与在 J15处看到的失真相同(它们之间的间距仅为0.1欧姆)。 以下是来自不同电路板(具有相同问题和输出路径)的图片：

此情况使用50欧姆负载。 当我超过2V 峰值时、振荡从波形的上半部分开始。

感谢您的帮助！

尊敬的 Marek：

这是一个信号高于2V 峰值的图像、这会导致上半部分振荡(在本例中约为20MHz)。  

通过将负载 R 增加到70欧姆或更高、也可以减小该电阻。

我现在正在使用 Zobel 值、但我认为这个网络可能需要随着我的外部负载的变化而改变；对于函数发生器来说、这是个问题。

感谢您的帮助！

我刚刚发现、我们采用 OPA548的原始设计显示相同的失真：

这部分上的带宽较低、这反映在失真阶跃的"更复杂"角上。

原始设计还使用非对称电源、因此这可能是放大器的问题。

Michael、

这肯定看起来像振荡。  能否验证+12V 电源引脚上是否有旁路电容器？  此外、您是否可以断开双向 TVS (D3)以查看其是否起作用-见下文。

尊敬的 Marek：

是的、那里有电源电容器。 我甚至在看到负轨上的5mVpp 相关(毛刺脉冲)噪声时向负轨添加了一个电容器来减少这种噪声、而不会影响输出波形中的毛刺脉冲。 移除 D3无效。 移除 U21无效。

我将在当天的其余时间介绍降低带宽的措施、这些措施也可以提高稳定性。

感谢您的帮助！

更改为无滞后补偿的20欧姆直流增益和带0.18uF Zobel C 的1至5欧姆 Zobel R 可消除所有振幅和频率上的振荡、但瞬态更为明显(但仍然是一个无振铃的"慢速")。

明天我将更好地利用 Zobel 值、并尝试增加反馈网络阻抗、看看这是否会降低输出瞬态带宽。 信号带宽目前已达到目标(在200K 下小于6dB、在100kHz 下小于2dB)。

使用无滞后网络的100K/10K 反馈网络(-10的宽带增益)和4.75 Ω/0.18uF Zobel 缓冲器、未出现振荡；只有"同步"瞬态、其随输出正弦波的振幅变化不大：

这些都是在50欧姆负载下获得的。

当负载电阻从10欧姆以上变化时、"实验"相对于正弦波同相移动。

Michael、

我仍然看到小信号振荡和较大的失真-见下文。

只是为了进行完整性检查、您可以示波器输入信号吗-见下文。

尊敬的 Marek：

下面是一些捕获结果。 先前发布的输出波形顶部没有噪声。 您已经圈出了示波器的数字化量子步长。 下面的波形通过平均清除了、但我首先查看了未平均的波形、以确保没有隐藏高频不相关振荡。

850V 输出电压、100k/10k RFB/RIN 4.7/0.1u Zobel、带输入电压(蓝色)和高阻态负载：

850V 输出电压、100k/10k RFB/RIN 4.7/0.1u Zobel 电路、+12V (红色)和-12V (蓝色)电源轨、具有高 Z 负载：

这是在放大器到 GND 的-12V Vee 引脚额外添加了22uF、从而将瞬态阶跃周围的噪声从50mV 降低到 3mV、但对输出瞬态形状或幅度没有影响。 Vee 斜率的突变似乎表明输出级的某些部分会在瞬态发生时停止消耗电流、就像拉电流晶体管和灌电流晶体管在导通方面没有重叠。

我正在使用高阻态负载、以最大限度地降低电源噪声对(未改变的)输出失真的影响。

由于步进噪声对 β 网络和输入振幅没有依赖、我认为这与放大器的最后级有关。  

我已经停止移除输出保护二极管、因为这样做不会改变瞬态尺寸或形状。

感谢您的帮助！

Michael、您好！

 我还遇到了一些其他可能的失真原因。  可以肯定的是、您仍然使用+/-12V 电源、而输出电压为+/-4Vp 或8Vpp、对吗？  

对于大输入/输出电压(例如 G=1)、最大输出电压与频率间的关系是转换率(SR)的函数-见下方。  因此、在100kHz 输入信号时、 最大峰值输出电压(Vp)可以计算为12.7V (见下文)、而高于该电压时、输出将受到压摆 率限制而失真、换句话说、输入频率太快、输出无法保持不变。

然而、正如我之前仿真的那样、在100kHz 时、增益由 20k 和604 电阻器的比率确定、从而产生有效增益  33。这意味着要使输出具有 Vp=4V、输入信号幅度必须约为121mV -这是一个相对较小的信号、其中输入信号幅度 不够高、无法使输出进行转换。  在此类条件下、输出响应由小信号上升时间而不是转换来控制。对于 LM675、可计算出一次性恒定稳定时间 约为2.1us -请参见下文。  这意味着、在输出信号必须在5us 内传输8V 电压的100kHz 下、输出只能稳定在5us/2、1ua= 2.38个时间常数或1-exp^(-2.1)=~91%范围内、从而导致输出失真。  

总而言之、降低输入频率或降低输入/输出信号幅度应该能够解决失真问题。

尊敬的 Marek：

虽然我们预期并看到了压摆率限制、但使用该放大器的两款产品(一款具有+/-12V 电压轨、另一款具有+20/-16V 电压轨)都显示了上面图示的此"陷波"。 尽管失真较小、但我还是能够利用原始 OPA548的旧产品重现该问题。

感谢您的帮助！

尊敬的 Marek：

当我改变这些放大器输入的正弦波幅度和频率时、上面提到的类似于交叉的"陷波"失真变化相对较小。 与压摆率限制失真不同、这些"陷波"事件的特点是压摆率快于预期、而不是较慢。 此外、相对于正弦波、我看到的相位失真会随着负载电抗的变化而叠加在正弦波上、但形状不会发生变化。 这与您似乎所指的基于内部增益级的压摆率限制完全不同。

接下来、我将尝试向电源轨提供偏置电流、尽管这可能会抵消失真事件。

感谢您的帮助！

Michael、您好！

LM675来源为 TI 收购 National Semiconductor、因此我不确定是否存在、但 我可以为您看到的失真提供更可能的解释-压摆增强。  压摆升压检测输入端子之间的大差分电压、相应地会增加尾电流(请参阅 Q1的原理图)、并偏置输入差分对-这反过来会增加压摆率、后者是尾电流的函数： SR=Itail/CC、其中 CC 是米勒补偿电容。 实际上、对于自然(未升压)和增强全功率带宽之间的频率、运算放大器可能会在升压和升压转换之间切换、从而导致您看到的失真。  

观察 LM675的简化原理图、可了解压摆升压可行实施方案的信号路径-请参见下文。

下面请观看讨论 转换速率主题的演示。

e2e.ti.com/.../Slew-Rate_5F00_Updated_5F00_01.pptx

尊敬的 Marek：

感谢您提供原理图和 PowerPoint！

这是我看到的第一个 LM675原理图、它与我之前提到的 LM1875原理图略有不同(尤其是在包含两个齐纳二极管之间结点的网络方面)。

因为我用10到30倍的直流增益给电路接线、并用2倍的直流增益(增加了滞后电路)给电路接线、同时调节输入电压以达到给定的输出电压(8Vpp Vout 是常规测试值)、不纠正这个问题、 我认为这不会随着输入电压的降低而消失。

我可以说、当负载变得"更重"时、交叉失真会出现：

这是+/-12V 电路、直流增益为2、高频增益为33、10欧姆/4.7nF Zobel 网络以及10欧姆(橙色)与200欧姆(黄色)直流负载。  

您描述的内部压摆率校正环路会受到输出负载电阻的影响如何？

感谢您的帮助！

尊敬的 Marek：

OPA548版本(较旧的设计、源受限)显示出的交叉失真要少得多。 您是否有此器件的原理图？ 这不在我的数据表中。

感谢您的帮助！

压摆升压会改变输入级的 gm、从而影响电路的整体补偿。  然而、正如 Kai 之前写道的、失真的原因可能归结为以下事实： 缓冲器降低开环增益、并进而降低反馈环路的线性化效应、尤其是在重负载条件 改变有效输出阻抗 Zo 的情况下。 这可以通过较小缓冲电路下失真的降低得到证实。  因此、将 缓冲电路全部移除并查看在高纯阻性负载下是否留下任何失真会很有用。

尊敬的 Marek：

在没有输出缓冲器和低 Z 负载(例如50欧姆)的情况下运行时会产生振荡、尤其是在输出波形的上半部分(例如1至100kHz 的正弦波)期间。

在1欧姆/0.2uF 的输出缓冲器和高 Z 负载(100欧姆或更大)下运行时会产生振荡。

感谢您的帮助！

尊敬的 Marek：

以下是具有100kHz 正弦波源、10欧姆负载、332 Ω R88、20nF C43、10 Ω R124和22nF C46的电路视图：

此处最大的纹波为40mVpp、穿越频率毛刺周围的 Vee (蓝色迹线)噪声约为4mV。

该噪声是否足够大从而会引发问题？ 向该电源轨添加更多的 C 可以将此噪声减半、而不会对交叉干扰产生明显的变化。

对于目前的拓扑、这是我找到的最好的组合。 将直流增益增加到10甚至30 (同时消除滞后补偿)不会影响这种交叉干扰。

我们正在考虑返回 OPA548、这将是另一种昂贵的电路板转弯、因为该部件再次上市。

感谢您的帮助！

Michael、

我不确定我 是否遵循下面的示波器波形-除了噪声之外、Vee (蓝色迹线)值是否会发生变化、如果是、振幅是多少？  我认为您的电源是恒定的+/-12V -请说明？  此外、请识别其余布线。

尊敬的 Marek：

蓝色迹线为 Vee (为放大器负电源引脚提供-12V 电压)、粉色迹线为 Vcc (为放大器正电源引脚提供+12V 电压)。

黄色迹线表示 Vout。

为三种波形颜色中的每一种都列出了电压标度。

显示的 Vee 波形约为26mVpp、瞬态电压约为4mV、与交叉瞬态相关。

显示的 Vcc 波形约为40mVpp、该波形几乎无法察觉地与较大的交叉瞬态相关。

Vee 和 Vcc 布线为交流耦合、仅记录与输出波形相关的噪声。

较低的输出缓冲器电容会增加交叉瞬态时的振铃。

感谢您的帮助！

Michael、

电源变化不应太大-在100kHz 时、PSRR 最好为40dB 或更低(请参阅下文- 20kHz 时未显示 PSRR)。 现在、我开始认为问题可能在于 PCB 的布线电感或弱电源。 您使用的电源电容器的 ESR 是多少？这些电容器与电源引脚的接近程度如何？  有没有机会尝试不同的(更可靠)电源？

我刚刚使用 OPA548电源引脚仿真了1uH 串联电感、并注意到严重的失真-详见下文。  这可以帮助解释您为什么会看到所有尝试使用的运算放大器出现失真(各种程度)。

尊敬的 Marek：

12V 输出的40mV 纹波为0.3%。 使用您的图形、这将反映在输出中、40mV/100=0.4mV；这只是我们在输出上看到的噪声的一小部分。 负电源噪声更小。

我的 SPICE 模型在我的局部电容器之前包含0.5欧姆的电源电阻(在0.25"英寸的放大器内覆铜)、并已在 SPICE 中将每个电压轨建模为93n 和2.95u。

我最后一个附件中所示的波形表示在放大器引线处(探针接触到网络的位置)看到的电源的电容性质。 请注意、当该电源轨开始向负载传导电流时、我的电源电压如何开始下降(由输出电压相对于接地的极性指示)。

这与您的模型非常不同。

您的电流波形(AM1)在我的 输出电压形状中看起来很熟悉、我将尝试重新布置输出缓冲器布线、以避免与我的反馈路径共享该波形(我在布局指导中没有坚持隔离此路径)。

我将尝试打桩更多的大容量电容、重点是100kHz 阻抗、但这无法解决交叉瞬变、该瞬变的频率要高得多、并且已经通过添加电容(约2uF)在实验中减少。 尽管将负电源上的交叉瞬态降低了3倍、但输出波形瞬态没有发生变化。

感谢您的帮助！

Mike Henderson

这听起来是一个很好的计划。  祝你好运！

尊敬的 Marek：

快速从我的 LM675的引脚1到3放置一个 SRF 约为1MHz 的22uF 25V 1210陶瓷电容器(将我的本地 Vee Z 减少2/3)、对我的 Vee 纹波没有太大影响； 仍然不到20mV、并且交叉瞬态没有变化(无论如何都会很好地进入22uF 电容器的电感域)。  由3V 峰值波形驱动的10欧姆负载产生的100kHz 300mA 脉冲在 Vee 下会产生大约50mVpp、因此我显然可以从 PCB 上其他位置的70+uF 陶瓷电容中获得一些帮助。

单独将输出缓冲器直接路由到 LM675封装的输出引线不会产生任何影响。 100kHz 300mA 脉冲在 Vee 处的影响约为50mVpp、因此、PCB 上其他地方的陶瓷电容的70+uF 显然对我有所帮助。

感谢您的帮助！

Michael、您好！

请不要觉得冒犯,但对我来说,它看起来有点像你打一匹死马。 您在100kHz 频率下以36V/V 的噪声增益运行5.5MHz OPAMP、从而使线性化增益储备(环路增益)仅为1.5V/V Zobel 网络甚至减小了这种增益储备。 抱歉、您无法期望此电路具有无失真的性能。 更改 Zobel 网络和负载时、您将看到无数种不同的失真模式。 但是、您将无法找到没有任何失真的解决方案。 这是不可能的、因为您没有任何足够的线性化增益储备。  您只能实现微不足道的改进。 但主要问题是、缺少足够的线性化反馈仍然存在。

您可以通过增加 R88并相应地降低 C43来降低噪声增益、或通过选择一个速度更快的运算放大器来降低噪声增益。

凯