我要将我的 TI ADC ADS131M08与一个提供0.5V 至4.5V 信号的传感器相连。
我希望找到一种高精度(超低噪声、低漂移)电平转换器电路、该电路可以将此电压转换为-1.2V 到1.2V 范围、非常适合 ADC131M08 A/D 转换器。
我是否可以将某种器件用于此目的、或具有推荐设计的建议电路或应用手册、
谢谢
尊敬的 Kaveh：
可使用增益为0.6V/V 的差分放大器、如下所示。
如果传感器能够直接驱动1.690kΩ 差分放大器输入阻抗、则采用 Vs+=+2.5V 和-2.5V 电源供电的 OPA388将能够正常工作。 该电路需要低漂移、高精度电阻器和+2.5V 的低漂移、高精度基准。 产生大约12uVRMS 的总输出噪声。 请参见下方的。
如果传感器需要高输入阻抗或无法直接驱动分压器、则采用双极电源供电的低漂移、低噪声双通道运算放大器 OPA2189可在类似的电路中工作、Vs+>+7V、Vs-<-1.7V。 该电路需要低漂移、高精度电阻器和+2.5V 的低漂移、高精度基准。 产生的噪声更低、总输出噪声约为~6.38uVRMS。 请参见下方的。
谢谢、此致、
路易斯
尊敬的 Kaveh：
ADS131M08还支持全差分输入、因此单个 OPA189可用作缓冲器、并可使用全差分 THP210将单端信号转换为全差分信号。 对于该电路、将 THP210的 VOCM 引脚连接至 GND。 噪声性能相似、只是在大约~5uVRMS 时略低。 对于全差分放大器而言、THP210的温漂非常低。 与上面这些帖子上的零漂移放大器建议相比、THP210的温漂略高、但仍然是一个低漂移解决方案。 该电路需要低漂移、高精度电阻器和+2.5V 的低漂移、高精度基准。 这些器件需要双极电源。
谢谢。此致、
路易斯
尊敬的 Kaveh：
在没有负电源的应用中、驱动 ADC 的最简单方法是使用全差分放大器(FDA)、在 AVDD/2 =+1.65V 的共模电压下将全差分信号(±1.2V)居中。 我原本以为您实际需要一个电平转换器来 绝对 1.2V 到1.2V 范围的绝对电压、例如低于接地电压的绝对电压。
ADS131M08包含差分输入、并可通过输入共模电压实现灵活性。 此器件允许使用-1.3至 AVDD (+3.3V)范围内的绝对电压、其中全差分 ADC 输入转换该差值(AINP- AINN)。 尽管该器件支持绝对负电压(电压低于 GND)、但差分输入 ADC 非常灵活、不一定要求输入信号转换到低于接地电压的绝对电压。
THP210是一款可用于将传感器单端信号(+0.5V 至+4.5)转换为 ±1.2V 全差分信号、其中差分电压信号以 AVDD/2=+1.65V 共模电压为中心。
因此、该电路不需要负电源。 请注意、您仍需要一个能够驱动全差动放大器输入阻抗的高精度+2.5V、低噪声、低漂移基准。 REF6225 2.5V 低噪声、低漂移、电压基准在此情况下可以使用+5V 电源供电。 如果您的传感器需要高阻抗、请使用+5V 精密低漂移放大器、如 OPA392、在 FDA 之前缓冲传感器。
THP210由+5V 电源供电、其中 RIN (1.15kΩ)和 RF (690Ω) FDA 增益电阻器需要是低漂移、精密(或匹配漂移)电阻器。 需要 使用连接到+3.3V 电源的外部电阻分压器将 VOCM 引脚电压设置为 AVDD/2= 1.65V；不过、VOCM 分压电阻器不必具有高精度。
整个电路的噪声约为6uVRMS。 我调节了 R-C-R 滤波器来驱动 ADC 以实现稳定性/稳定。 可以根据您的传感器信号带宽要求调整反馈电容器(CF)。 如图所示、当 CF = 10nF 时、f (-3dB)带宽约为~23kHz。 在反馈(CF)和 ADC 输入 RCR 滤波器处使用 C0G/NPO 电容器
请参见下面一个由+5V 和+3.3V 电源供电的可能电路。
请参阅下面的瞬态仿真、全差分信号 ADC INP-INN 为 ±1.2V 振幅、以+1.65V DC 为中心
谢谢。此致、
路易斯· 基奥耶
TINA 仿真文件
尊敬的 Mohammed：
这有一定的灵活性。 ADS131M08是一款 Δ-Σ ADC、与 SAR 等其他架构 ADC 相比、该器件可提供数据表中所述相对较高的输入阻抗、并且从 ADC 驱动的角度而言、没有非常严格的 R-C-R 滤波器要求。
例如，ADS131M08数据表 的图9.1显示了一个转角频率为7.8kHz 的1k-10nF-1k 的 R-C-R 滤波器，数据表建议该低频滤波器用于抗混叠滤波。 本设计指南适用于三相 CT 仪参考、使用 1k-6.8nF-1k。 ~、ADS131M08EVM 用户指南(下面)展示了一种具有49.9Ω- 1nF - 49.9Ω 的更高频率 ADC 输入滤波器、其转角频率为 Δ V 1.6MHz。
请参阅以下内容：
正如我们讨论过的、在上一帖的 THP210电路示例中、从抗混叠角度来看、主要滤波器极点由~23kHz 左右的反馈组件(Rf= 690欧姆、CF = 10nF)设置、但正如我所提到的、反馈电容器可以根据应用带宽要求进行调整。 例如、如果您主要对低频信号感兴趣、则增大反馈电容器可以减小电路带宽。 已对 THP210输出100Ω- 550pF - 100Ω 处的滤波器进行了放大器稳定性仿真(与反馈和其他组件一起)、从而提供56度的相位裕度。 输出滤波器具有与 ADS131M08EVM 上采用的1.45MHz 转角非常类似的转角。
可以使用 后置建议的滤波器来修改电路、输出端带有50Ω- 4.7nF - 50Ω(677kHz 极点)滤波器的 THP210也很稳定、并在将反馈组件调整为(Rf= 690欧姆、CF = 1nF)等后提供大约~50度的相位裕度、 这会将您的总转角频率设置在~176kHz 左右。
上面的提问并没有涉及到应用程序的带宽需求、所以我举个例子。 当然、您也可以根据带宽、趋稳要求来调整反馈和输出滤波器电路元件、同时确保放大器保持稳定。 ADS131M08数据表上哪个图建议使用 50欧姆/4.7nF 电阻？ 您需要的带宽是多少？
谢谢。此致、
路易斯
尊敬的 Kaveh：
在某些情况下、连接在 FDA 输出端、在 THP210反馈环路内的几~10s 欧姆电阻器、有助于改善环路增益响应并增加相位裕度、同时 在 THP210输出端驱动 R-C-R 滤波器。
单独的开环交流仿真分析证实电路的相位裕度约为~50度、超过了~45度相位裕度(保守)指南。 该电路很稳定。 在反馈中使用这些电阻器有助于平滑环路增益响应、从而消除在驱动 RC 滤波器或容性负载时相位环路响应的突变。 在这种情况下、 在 THP210输出端(100Ω- 550pF - 100Ω)具有滤波器的电路进行仿真时、反馈环路内的50欧姆电阻器略微改善了相位裕度、从~45度改善到~50度。 在这种情况下、~50欧姆电阻器不是绝对必需的、但它们会将相位裕度提高5度、最好在 PCB 上为这些电阻器留出空间、以提高灵活性。
下面是 在 SPICE 仿真上执行开环、小信号环路增益测试、用于验证稳定性的电路。 在仿真中使用了大电感器(L1、L2)来打开交流频率的反馈环路。 在仿真中使用大电容器(C1_、C2_)来注入交流测试信号源。
用户需要监控相移或 AOL*Beta = 0-dB 时频率的相位变化。 根据电路配置、以及反馈环路的打开方式和/或注入/应用测试源的方式、SPICE 仿真可能会产生不同的起始相位、 在某些情况下不同于低频(频率接近直流)下的0°度数。
相位裕度是通过监控|AOL*Beta|=1或0-dB 时的环路增益交叉来确定的。 为了计算相补角、我们监测环路增益相位从低频(接近直流)到交叉频率的变化。 在此 TINA 仿真中、当打开反馈环路并测量环路增益相位时、相位从接近0°度的低频开始。 FCL 处的环路增益相位(环路增益为0dB 时的频率)为-130° 从低频到 FCL 的相移或相位变化为130º 度。 相位裕度的计算方式为±180°-130°相移的差值、或180°相位裕度= 50°相位裕度。
交流开环分析文件：
e2e.ti.com/.../THP210_5F00_ADS131M08_5F00_forum_5F00_stability_5F00_12_2D00_01.TSC
有关此稳定性分析过程的更多详细信息、请观看以下 TI 教程视频
谢谢、此致、
路易斯
稳定性分析是 一个比较广泛的话题、需要单个论坛上讨论、而且分析稳定性的方法也有很多。 您可以在以下资源上了解有关放大器稳定性的一些基础知识：
全差分放大器稳定性：
同样有用的运算放大器稳定性：
