[参考译文] OPA828：在 TINA 中模拟电源自举放大器电路

嗨、Michal、

li li39 说：

我们正在尝试在 TINA 仿真中使用 OPA828来验证电源自举电路的行为。

运算放大器自举技术通常在给定运算放大器的高电压下运行时实现。 OPA828是 ±18Vdc 双电源运算放大器、我建议 您增大电源轨电压。 我们还有许多其他运算放大器可以处理更高电压的电源轨。  

https://www.ti.com/lit/an/sboa510/sboa510.pdf?ts = 1723565234011&ref_url=https%253A%252F%252Fwww.ti.com%252Fproduct%252FOPA462%253Fbm-verify%253DAAQAAAAJ_____ 1oaogoE_6TjItY-6DozbBgbwnoZGToK0Ks8PcSv9wMMdbAMjlVIOWzCQ5oGZdYhLyAUWOu7go1Wq-k2Zilhpuzg1MmUGcUT7k09rJdIN_Sj3oQ1Y1Z1YPq1Z1Z1Z1Zilh1Z1YPxilhkw1Pz1PqCn 支行支行支行支行摄像头7kmUC09k09rJdQ1k 支行支行支行3k、3支行支行支行预激活支行、3支行支行支行

我不明白设计方法的目的。 通常、您需要尽可能高的共模输入阻抗、以减轻输入负载的影响。 您能解释一下吗？

供参考。 运算放大器的输入阻抗是环路增益的函数。 如果减小环路增益、则会降低输入阻抗。  

在随附的 sboa510 应用手册中、您可以使用成本更低的运算放大器来提升 OPA828的电源轨。 分立式自举方法可以正常工作、但器件数量很多、很难进行故障排除。 我会使用一些低成本的运算 放大器、例如 具有额定电流的通用运算放大器、用于驱动 OPA828的电源轨。 或者、可以使用 OPA596/OPA593驱动预期应用。  

请告诉我您要做什么、我可能会向您提供其他建议。  

此致！

Raymond

尊敬的 Raymond：

我们的错误-缺少一个词。 目的是减少共模输入电容。 我们需要  针对高阻抗源实现低输入失调电压、高输入电阻、低偏置电流和宽频率响应。  OPA828具有良好的失调电压、但 其9 pF 的输入共模电容很大、极大地限制了我们的频率响应。  

重要的是如何在放大器 TINA 模型中考虑 opa828的共模电容。   

在这个阶段、使用两个额外放大器的 sboa510解决方案是不必要的复杂。 我们更喜欢同一文档中图4-2所示的方法。  

环路增益 主要影响差分阻抗、更难影响共模阻抗...

 除了频率响应没有变化外、我们介绍的电路的所有仿真结果都是正确的(采用晶体管的自举电路的行为)。 我们对此有一些怀疑、并且已经能够修改仿真电路、以便自举对频率响应仿真结果的影响开始看起来正确、但我们更喜欢等待您的分析。

此致、

Marcin (在 Michal 的位置、他暂时不在)

尊敬的 Marcin：

您是否有理由将10MΩ Ω 放置在共模电容为9pF 的同相输入端？ 在底部仿真中、我将10MΩ 值更改为零、并增加运算放大器的带宽。 OPA828的单位增益带宽约为45MHz (GBP)。  

BTW、我想说输入共模阻抗是 Zin*Aol。  

如果您有其他问题、请告诉我。  

此致！

Raymond

尊敬的 Raymond：

在本例中、信号源可能具有非常高的阻抗。 甚至可能约为几兆欧姆。 这就是为什么仿真中有一个10M Ω 电阻器的原因。
问题是综合了我们在上面写的特性-高输入阻抗、低偏移和宽带宽(~100kHz)。 答案可能是使用电源自举、但在大多数运算放大器模型的仿真中、这会完全失败。

让我再次强调一下-我们的问题是为什么 opa828、OPA827、opa810 (...)模型没有在仿真中显示在施加电源自举后移除输入公共电容的影响。 我们怀疑放大器模型中有明显的错误。

此致、

Marcin。

尊敬的 Marcin：  

li li39 说：

我们怀疑放大器型号中存在严重错误

我们的 Spice 模型中没有关于共模和差模电容的明显错误。  

在我们的精密运算放大器 Spice 模型中、已对共模和差分输入电容建模、请参阅下面的链接。 如果您打开 OPA828的宏文件、您将找到这些定义的图示。   

 可能不会在输入公共电容和差分电容上对 uA741 Spice 模型进行建模。 如果您使用的是 Tina 或其他仿真器中的以下理想运算放大器模型、则未对输入公共电容和差分电容数字建模。 这10MΩ 您看到带宽增加的原因、因为输入信号没有通过 LPF (其中输入 I ² C 在输入端与9pF 电容进行交互)  

如果您的应用具有极高的输入阻抗、我建议使用我们的 HS 运算放大器作为缓冲器、其共模和差模电容要低得多。 缓冲后、如果您喜欢运算放大器、您可以将其连接到 OPA828。  

或者、您可以使用我们的输入器件(例如 MOSFET、FET 输入级)、将高输入阻抗信号转换为低输出阻抗。  

在 PRAMPS 产品中、我们运放产品的 BW 限制在50MHz 以下、OPA828在高带宽产品侧。 在 HS 运算放大器产品中、一些共模输入电容仅为几个 pF、因为它们的产品需要支持高达100s 以上的带宽、请参阅下面的链接。  

https://www.ti.com/amplifier-circuit/op-amps/high-speed/products.html#sort=512;desc&

总之、如果您有其他问题、请告诉我。  

此致！

Raymond

尊敬的 Raymond：

感谢您的笔记。 显然、我们不知道这些模型的内部细节、但我们猜、uA741模型的某些元素会造成电源变化(自举)对频率特性的影响、即使不是直接的、也会造成这种影响。

 在我们的 应用中使用缓冲放大器并不可取、因为这会增加一些失调电压、我们试图通过使用 OPA828这种低失调电压放大器来避免这些失调电压。

我们怀疑该模型的问题可能是它不是为浮动电源条件设计的、在这种情况下也没有经过很好的测试。 这就是我们想知道如何对共模电容建模的原因。

假设所有模型都没有错误是太理想化的,我们担心。 举个例子——一个简单的并联5V 电压基准:除了接地点外,上面的三个原理图是相同的。  仿真中计算出的电压均不以接地为基准、它们为什么不同？ 每个 LM4040的端子之间应有5V 电压、但只有最左侧原理图中顶部的 LM4040按预期运行。 (有趣的是、LM4040_C25模型不存在此问题、每个模型上都有2.5V 电压。) 模型中的某个位置(一些掩蔽的第三个端子连接到 GND)似乎直接参考了系统接地电位、这导致模型仅在阳极位于 GND 的典型应用中正常工作。

我们怀疑 OPA282模型中存在类似的问题(和很多其它放大器)。 请看一下这个简单的电路--一个带有双电源的放大器：

结果出人意料地依赖于接地端的连接位置(SW-SPDT1开关)：

仿真结果不应取决于接地连接点、但上面的区别是分层的。 这表明模型中存在某种对接地电位的隐藏参考。 如果是、它也会影响输入共模阻抗的模型。 它可能不是一个错误、而只是一种简化、在典型的固定电源电压情况下效果很好、并会在任何类型的浮动电源下出现故障。

(附注：uA741、TL71和其他几个将其模型 内置于 TINA 中的放大器不会表现出上述行为。)

最好的解决办法是审查和轻度修改模型。 如果从短期来看是不可能的、我们将 至少知道 在模型电路中将接地基准放置在何处、以实现更 真实的行为和仿真结果。

此致、

Michal

嗨、Michal、

我无法重现您在左侧给出的图。 您从何处获得10G 交流响应？  

是的、运算放大器不需要 GND 基准即可工作、但需要具有基准。 OPA828的 GBP 约为45 MHz。   

e2e.ti.com/.../OPA828-w-10Mohm-R-08142024.TSC

此致！

Raymond

尊敬的 Raymond：

您的示例使用名为 Vout 的电压引脚、该引脚显示相对于接地的电压、但您的原理图尚未明确定义接地。     在这种情况下、这是否记录在电压引脚显示的任何位置？ 当我们将电压引脚替换为以1/2 Vs 为基准的电压表时、结果与我们的仿真中相同。

e2e.ti.com/.../IN_5F00_BOOTSTR_5F00_OPA828_5F00_1b4_5F00_reduced2.TSC

在下面的一个简单电路中(对应于 OPA828输入电容的 RC 滤波器)、如果我们在 VG1顶部和底部之间切换接地、或者我们完全断开接地、结果不会改变。 特征频率大约为1kHz。

e2e.ti.com/.../RC_5F00_In_5F00_opa828.TSC

在没有 GND 连接的原理图中、电压引脚时大约为1kHz、电压 表时大约为100kHz。 电压表结果应该更可靠、因为它可以精确地定义在哪些点之间测量它们。 通过将简单 RC 滤波器的结果与 OPA828仿真进行比较、我们得到：

1.接地连接到 VG1驱动 OPA828的负极端子——结果是正确的(与 RC 滤波器相同);

2、GND 连接到  VG1驱动 OPA828的正极端子上,结果和 RC 滤波器有很大的不同,所以这是不正确的;

3. GND 没有连接任何地方 --结果还不 一样,因此也不能正确。

概括而言、仿真结果取决于 GND 连接的位置、除了放大器模型中对 GND 有一些隐藏的引用之外、无法用其他方式来解释这一点。

此致、

Michal

嗨、Michal、

我已经向您提供了一个提示、10MΩ Ω 和共模电容9pF 将产生决定运算放大器带宽的极点(例如 OPA828)。 从 Get-Go 仿真得到的主导极点出现在1.77kHz 处。

在自举运算放大器配置中、升压电源轨同步、并且任何给定时间的 Δ 电压都不能超过最大值 的工作电压。 对于 OPA828、这是36Vdc。 您的配置不接近于此差值电压(~24Vdc)、但我不知道如果输入信号的极点接近1.77kHz、您如何扩展带宽 OPA828。   

如果您具有大输入阻抗、例如10MΩ Ω、以下技术可能会有所帮助：

1.缓冲 输入信号(使用具有1pF 至2pF 输入共模电容的 HS 运算放大器)。 一些超 HS 运算放大器在 CCM 下可能降至~0.5pF。  

2.之后使用分压器和放大器信号,比如使用 OPA828、差分放大器或者仪表放大器。  

3.您是否尝试过对输入信号进行交流耦合、例如最高0.1uF 至1uF 的电容器？ 这将扩展 OPA828的带宽

4.可能有一种方法可以在反相和同相输入之间引入寄生电容、以降低 OPA828中的共模电容效应。  

总之、这些目前在我的脑海中浮现。 如果您告诉我您要操作的频率范围、我可以提供其他建议。  

此致！

Raymond

尊敬的 Raymond：

我们完全了解在放大器输入端形成的低通滤波器。 知道频率是1.77kHz 还是更低并不重要、重要的是、在正常条件下、它实际上会限制整个系统的带宽。 我们的带宽必须至少高阶。
另外、让我再次说明一下我们不能使用一个额外缓冲器、这是因为它将 引入一个不可接受的较大偏移误差！ 在此类情况下、通常会使用更先进的带宽扩展方法。 最著名的是正反馈技术、其中校正电流通过实验选择的小型电容器(仅使用正反馈)"注入"到放大器的输入端。 我们以前曾成功使用过该器件、但我们知道它有显著的缺点-遗憾的是、它需要针对给定的输入条件(源阻抗)单独进行全面有效的"调优"。 如果源阻抗发生变化、该方法可能会导致不稳定或 性能较弱。 这个方法与您建议的放大器输入间电容的增加有些相似(只强很多)。
第二种方法不太常用、因为显然更为复杂、就是准确地引导输入缓冲器电源、这正是我们正在尝试仿真的方法。 随附的示例科学出版物证明了电源自举实际上可以将放大器的共模输入电容降低多达几个阶。  电源 自举的工作原理与有源/驱动屏蔽类似。

e2e.ti.com/.../Ultra_2D00_high_5F00_input_5F00_impedance_5F00_buffer_5F00_for_5F00_dry_5F00_or_5F00_capacitive_5F00_electrodes_5F00_Design_5F00_and_5F00_characterization_5F00_for_5F00_industry.pdf

回到点。
1.这里我们不需要帮助来分析电源自举法是如何作用在放大器的视在输入电容上的、因为我们知道它是怎么工作的、并且已经看到了它的实际运用。
2.我们在选择输入缓冲器时不需要帮助,因为我们已经在几周的时间里对所有的输入缓冲器进行了仔细的分析!
3.相反、我们需要解释为什么不能在 TINA 中模拟实际系统(实验室)中发生的现象-为什么在源阻抗较大的情况下自举对带宽没有影响。

正如我们在 LM4050的例子中清楚地表明的、电路模型中的错误很常见-人们真的犯了错误、这个错误应该被接受。

我们已经清楚地表明,使用 opa828模型,我们正在处理的现象,这不能以任何其他方式解释,除了它的模型的局限性。

我们几乎可以肯定的是、无法正确仿真自举的问题与输入共模电容考虑方面的一些简化/限制有关。 因此、我们需要从熟悉这些模型的人那里获得有关如何完成常见电容建模的信息。 有了这些信息、我们就能有意识地在 TINA 中创建一个正确模拟的电路。

我们也不需要任何额外的建议,因为这不是我们创建的第一个此类系统-其他人已经在生产线上工作多年,我们知道我们需要什么,我们有什么。 我们只需要有关在放大器模型中如何考虑共模电容的信息、因此我们可以在创建原型之前简化我们的工作并使用仿真。

此致、

Marcin。

尊敬的 Marcin：

li li39 说：

电源 自举操作与主动/驱动屏蔽类似。

我知道这两种方法。 我知道运算放大器拓扑中的自举会增加视在输入阻抗。 但是、我不知道自举技术对降低缓冲器配置中的输入共模电容有太大影响。 不管怎样、我已经请我的同事看看您的问题、也许他对这种方法或 Spice 模型有一些想法。  

对于下图所示的离子电化学界面不是什么新东西、它将利用 OPA828的带宽...  

如果您有其他问题、请告知我们。  

此致！

Raymond

Marcin、

首先、为了使自举电路正常工作、您需要将电源置于 VIN 之后、而不是 Vinp 或 Vout 之后(请参阅下文)、因此 SW2需要闭合、而不是 SW1和 SW3。 将您的电路与理想运算放大器(其中 Cin_cm =0)一起使用时、表明 Vinp 和 Vout.at 没有衰减、正如您所预期的那样。

但是、正如您正确指出的、尽管电源会自动加载、但此处仍有 Cin_cm 效应、会衰减 Vinp 处的信号-见下文。

使用 OPA828的实际模型也会显示显著的失真-请参阅下文。

部分影响来自于自举电路具有 VM2和 VM3的一些变化(见下文)、理想情况下应将其固定在5V。  

但是、自举无法如您所期望的那样正常工作的主要原因是这样一个事实 为了使任何宏模型工作、 所有内部节点必须以系统接地为基准、而实际的 IC 电路没有固定的内部接地。  因此、所有内部节点均 以悬空接地(MID)为基准、其设置为 电源电压的中间值。 但是、为了通过电源电压的变化对内部节点的调制进行解密、悬空接地具有一个低 PAS 滤波器、这会导致响应延迟(相移)、并且落后于您所看到的问题。  内部接地的延迟响应会调制 cin_cm 两端的电压、并产生 您看到的信号衰减。  总之、宏模型具有自举电源情况中所示的限制 、可防止消除或减少模拟带宽上的 Cin_cm 效应。  

尊敬的 Marek：

实际上、使用输入信号进行自举可提供尽可能好的效果。 不过、 使用输出信号可以显著改善带宽。 插入到以下电路中的通用放大器通过设置其参数(开环增益、输出电阻等)并以适当的方式添加 CM 输入电容(C8)(即添加到1/2 Vs 而不是 GND)来仿真 OPA828。 从下面的结果可以看出、使用输入信号可提供最大带宽、但使用 输出信号仍有100倍的带宽改善、这通常已经足够。

根据我们的了解、第二个电路是 连接到 GND 的 Cin_cm 不会对 自举效应做出反应的示例。 因此、我们担心模型中的 CM 电容在内部连接到 GND 并阻止正确的自举仿真。

第三幅图中的失真已在我们之前的仿真中看到。   输入信号的变化会因输入电容导致的电源电压变化而延迟、实际上输入电压超出了瞬时可接受的共模输入范围。

最后、感谢您 揭示模型内部工作的详细信息。 内部基准电平上的低通滤波器的存在解释了模拟自举电路的困难。 然而、即使使用低通滤波器、应该会看到一些小的自举效应、而没有。 其次、这根本不能解释当电路中的 GND 连接点发生变化时观察到的模型的奇怪行为。 这仍然表明模型中存在与 GND 电平相关的一些问题。

是否有可能获得不带 cin_cm 的 OPA828模型、以避免低通滤波器效应？ 然后可以通过一个连接到未滤波的中间电源的外部电容器来模拟 cin_cm、如上图所示。

此致、

Michal

尊敬的 Marek：

非常感谢这两位模特,特别是 围绕 One 的工作! 我们的初步测试表明、具有变通办法的模型的行为符合预期、并且这两种模型都非常有用。

在一个相关的主题上、我们还考虑了 OPA192和 OPA197。 OPA192模型在我们的自举电路中与 OPA828具有类似的行为、我们无法正确地对其进行仿真。

对于 OPA192或 OPA197来说、同样使用经过修改的类似模型会是大问题吗？ 我们是否应该发布新主题？

此致、

Michal

没问题。  Powodzenia z extrewktem.