[参考译文] OPA4H014-SEP：自举 OPA4H014-SEP 的负电源、以缓解输入电容问题

尊敬的 Cameron：

我不确定 电路的用途。  

这里是你需要牢记的东西。  

1.静态电流需要满足高达3mA +负载电流的要求。  

2.当 OPA4H014-SEP 反馈到 Vee 电源轨时、10kHz 时会出现 PSRR 衰减。 在 Vee 电源轨下、-PSRR 在60dB 范围@10kHz 衰减了负电源轨。 因此、VP1处的反馈信号在输出电压处衰减了60dB。 在 VP1节点上、输出放大器10kHz 位于(Vee - 1.4kΩ* IEE)上、请参阅仿真。  

我想您包括一些寄生电容、我在上面的仿真中删除了这些寄生电容。

e2e.ti.com/.../OPA4H014_2D00_SEP-E2E-11202024.TSC 

3、我简化了输入、输入电容是 C1 + C2、并把戴维南电压调节到了 VIN 输入端0.5V @10KHz 的范围内。  

如果您有其他问题、敬请告知。  

此致！

Raymond

嗨、Raymond、

整个电路的目的是测量我的仿真中标记为 C_sense 的电容器的电容。 该值的范围为0.02pF 至0.1pF。 目前、我将其标称电压设为33.8fF。

U3、C9和 R10 (如我的仿真屏幕截图所示)的目的是尝试减轻该输入电容对我的测量的影响。

我的仿真中的寄生电容器正在尝试对数据表上所示的共模输入电容进行建模：

我注意到、此器件的 PSPICE 模型中已存在共模电容：

但是、我无法使用此模型实现仿真功能、因此我注释掉了 PSPICE 模型中的两行、并尝试使用直接连接到负电源的分立式电容器来运行。 我不确定这是否是一个合理的假设、或者运算放大器的共模电容器是否真正不受我所采用的自举技术的影响。

下面是我尝试在 PSPICE 模型中注释掉共模电容、并在仿真中放置分立式电容器来模拟这些电容时的仿真。

下面是注释掉的这两行代码。

下面是我运行的仿真、其中 CCOMM1和 CCOMM2用于模拟共模电容。

I 将使用以下值改变电容 C_sense：0.02pF、0.033pF、0.1pF。

结果如下：

到输入的输出的 RMS 值实际上是我最关心的值、因为我正在尝试最大化电路对 C_sense 变化的敏感度。 如果寄生电容为0、这大致与电容分压器上的数学运算一致、这是所需的结果：

G = V_out / V_in = C_ref /[C_ref + C_sense + C_寄 生效应]

G (C_SENSE = 0.02p)= 0.833

G (C_sense = 0.033p)= 0.747

G (C_SENSE = 0.1p)= 0.5

如果我删除 CCOMM1和 CCOMM2并将 PSPICE 模型恢复为原始状态、我将获得以下结果：

这些结果大致匹配7pF 的寄生电容：

G = V_out / V_in = C_ref /[C_ref + C_sense + C_寄 生效应]

G (C_SENSE = 0.02p)= 0.014

G (C_SENSE = 0.033p)= 0.014

G (C_SENSE = 0.1p)= 0.0139

我尝试使用分立式电容器、因为我观察到的一些基准将共模电容视为连接到负电源(例如 https://e2e.ti.com/blogs_/archives/b/thesignal/posts/input-capacitance-common-mode-differential-huh)。 此假设对于 OPA4H014-SEP 是否无效？或者我是否遗漏了内容？ 根据我的理解、PSRR 不会影响如何减小输入电容、但我可能是在那里存在误解。

是否有替代方法可以减小该输入电容、或者使用具有类似偏置电流和噪声密度的更好运算放大器？

尊敬的 Cameron：

Unknown 说：

有没有替代方法可以降低这一输入电容、还是有一种具有类似偏置电流和噪声密度的更好运算放大器？

是的、Spice 模型中已包含典型的差分和共模输入电容。 因此不需要添加这些电阻器。  

Unknown 说：

此值的范围为0.02~0.1pF。 目前我将其设置为33.8 fF 的标称大小写。

这个会比较接触、因为 PCB 或引线的寄生电容比测量值高。  

此技术的等式基于 cdv/dt = I、其中 I 为恒流源。   

1.若 V=Asin(ωt ),其中 A 为 Aω 或更高频率的振幅, dV/dt =ωt *cos( 2πf )= APK*IPK/C

2πf 的 C = IPK/APK*R  

2.另一种方法是使用恒定电流 I 并直接驱动测得的 C、测量从10kHz 或更高频率的方波上升的 dV/dt。 您必须使用 MOSFET 从恒流源对电容器进行充电和放电。  

在任何情况下、被测信号必须足够高才能最大程度地减小检测误差。  您必须首先将电路清零、并从检测电路中移除其他寄生电容。   

您是否必须使用航天级运算放大器测量 C？ 我们具有高精度规格的航天级运算放大器非常有限。 请告诉我。

此致！

Raymond

嗨、Raymond、

我对检测网的布线进行保护、并对连接器/电缆与检测电容器进行保护、以减轻寄生电容问题。 OPA4H014的输出电压将驱动防护环、从而消除这些寄生电容的影响。 此外、我将利用下游带通滤波器来缓解噪声问题。   

有哪些非太空选项具有更低的输入电容？ 如果需要、我或许能够使用它们。

我仍对 OPA4H014-SEP 的输入电容感到困惑。 根据我在之前的注释(https://e2e.ti.com/blogs_/archives/b/thesignal/posts/input-capacitance-common-mode-differential-huh)中附加的基准、共模输入电容似乎应连接到负电源轨、但对于该器件、似乎并非如此。 原因是什么？ IC 上是否有某种中间级或晶体管拓扑可以防止发生这种情况？

尊敬的 Cameron：

Unknown 说：

共模输入电容似乎应该连接到负电源轨、但对于此器件似乎并非如此。 原因是什么？

​  Vcc​ 和 Vee (电源轨的中点)之间以 CD 为基准。  

 Vcc​ 和公共基准或 GND 之间以 CCM+为基准

CCM-​在 Vee​ 和公共基准或 GND 之间以基准为基准。  

Unknown 说：

我要保护感应网的走线、同时保护连接感应电容器的连接器/布线、以减轻寄生电容问题。

驱动保护环或布线是检测输入、用于在输入节点上建立相同的电位、这是为了 通过确保没有明显的电流流过电容来减轻影响。 我认为这不会减少寄生电容。  

在您的运算放大器电路中、通过检测寄生输入电容、电容似乎在 pF 范围以下。 我不确定电路是否能够感应配置中的 pF 电容值。 典型的手持式或常规工作台型 LCR 表很难测量 pF 以下的电容值。  

为了检测寄生电容(Xc = 1/sc)、需要将信号发生器的频率提高到高达1MHz。 10kHz 可能过低、无法准确测量。 您的每个应用的测量精度是多少？

此致！

Raymond