[参考译文] OPA392：测量电流源的电流噪声？

Daniel、您好！

您可以通过读取电流路径中电阻器两端的电压噪声来读取电流噪声。   

直接示波器噪声测量通常只适合高噪声水平、因为大多数示波器上的短路输入基线噪声相当高。 可以通过使用屏蔽直接电缆来降低此基线噪声。 这些电缆在低于传输线的频率下是容性的。 20MHz BW 输入范围滤波器有助于减少低音箱噪声。

建议在噪声源和示波器之间使用低噪声前置放大器。  

尊敬的 Ron Michallick：

感谢您的及时响应。 我承认,我很难把你的意见付诸实践。

我可以在电流路径中使用10欧姆的分流电阻器对我的设计进行测试。 根据前面给出的噪声值、我预计测得的噪声信号在30uVrms 范围内。  对这句话、我需要大约1000的增益才能在示波器上获得可感知的信号。

我假设此放大可以使用差分放大器实现、请在我的第一篇文章中查看我的链接、或者在此处再次查看： 链接

现在、如何 只测量交流(即噪声)分量并阻断直流分量？ 我不能直接将差分放大器连接到分流电阻器上、因为它也会放大来自100 mA 直流电流的1V 信号并使放大器饱和。 是否使用电容器连接差分放大器电路来阻断直流元件？ 我认为一个10uF 电容器将与电阻器形成一个高通电阻器(来自运算放大器输入端的电阻分压器、约100k Ω)、并且(有望)将提供1/(2*PI*10uF*100k Ω)= 150MHz 的截止频率。 但在我的仿真中、它不是这样：

这就是我希望通过此仿真实现的结果：VG1应该仿真电流路径中分流电阻两端的噪声电压。 交流分析应表明、直流被阻断、但高于大约1Hz 的频率应放大+60dB。 这个数值并没有被计算出来。 增益卡在-23dB。 下面随附了 Tina TI 文件。 (注意：上面的屏幕截图显示 C1/C1的值为1uF 而不是10uF、但这不会显著改变结果)。

请详细说明如何将"低噪声前置放大器"正确连接到分流电阻器。 谢谢。

TINA TI 文件： e2e.ti.com/.../16-AC-coupled-difference-amplifier.TSC

Daniel：

操作。 第一级是交流耦合差动放大器(选择低噪声放大器)、可在低侧或高侧连接的情况下工作。 额外的(1或2)级会增加增益。  

输出也应作为交流耦合进行测量。 可以随时更改元件以降低截止频率下限。 测得的频率为3Hz。  

尊敬的 Ron Michallick：

感谢您的建议。

我曾尝试在 TINA-TI 中对您的电路进行仿真

• 将电路限制在三个放大器级中的第一个级
• 所选的 OPA334 (因为这是具有所能找到的最低输入偏移电压的放大器之一)
• 从直流耦合放大器开始(查看其在直流操作中是否按预期工作)。
• 将输入级的电流源和电阻器替换为电压源 VG1 (直接模拟电压噪声)

将电压源设为300uV 时、一切都符合预期：运算放大器的输入已平衡、增益为20 dB、输出为3 mV。

但是、当我将电压源减小至30uV (根据我的估计、这是预期的噪声电压、请参阅我的第二个帖子)时、增益会崩溃、运算放大器输入端的电压不同：

为什么会这样呢？ 是否应该选择不同的运算放大器？ 请提供帮助。 谢谢！

请查看随附的仿真文件： e2e.ti.com/.../20-DC-coupled-difference-amplifier-G_3D00_20dB.TSC

Daniel：

问题是直流工作点设置。 输出 DC 处于负电源轨(0V)、这不是线性工作点。

这是我的电路、其中 OPA334放置在第一个插槽中。

e2e.ti.com/.../In-in-work.TSC

你好、 Ron Michallick、

感谢您提供您的 TINA-TI 文件。 真的很有帮助。

当然、您的电路看起来像 我尝试实现的功能：

我打开了您的电路、将未命名的运算放大器替换为 OPA334 (并删除了 C5和 C6、因为它们均为0)。 T

这并没有显著改变交流传输特性(绿色曲线)、除非是 OP334级先前滚降的较高频率。 我是否应该改为在第二级和第三级使用不同的运算放大器？

在为放大电路创建布局时、您有什么需要注意的建议吗？

再次感谢。
Dan

TINA-TI： e2e.ti.com/.../31-ti.com-with-3x-OPA334.TSC

你好、 Ron Michallick、

感谢您提供更多信息。  在任何情况下、我都将为 C5/C6保留空间。

我有三个 主题, 我请你考虑。

最后一部分 您建议使用 OPA375而不是 OPA334。 您是否建议 仅将 OPA375用于第2级和第3级或所有放大器级？ 您为此应用选择了 OPA375的哪些属性？  我选择 OPA334、因为我的印象是、低输入失调电压在测量小电压时至关重要、因为输入失调电压会给 我要测量的小电压带来显著的误差。 OPA375的输入失调电压指定为最大值 500uV、而 OPA334的输入失调电压指定为5uV。 但是、该电路旨在测量交流电压、因此输入失调电压参数值可能无关紧要。 在测量 交流信号的 RMS 值时忽略输入失调电压值是正确的吗？

与总噪声值有关 中、 我 只需运行"噪声分析"、就可以使用 TINA-TI 重新生成您的图形。  我的理解(从这里学习： 链接)是  TINA-TI 的"总噪声"图应按如下方式读取：对于 从 分析起始频率 到 特定 x 轴值的总 RMS 噪声、请读取这个特定 x 轴值的图 y 值。 因此、最高可达500kHz、OPA375性能极为优异、但考虑到频率的提高、OPA334的总噪声比 OPA375更低(因为 OPA334的总噪声图与 OPA375的总噪声图相比)。 如何正确解释总噪声图以及我应该使用什么作为高频来读取总噪声值(因为这个高频率将对产生的总 rms 噪声值产生很大影响)。

常见问题 中创建了上面所示的增益图、只需运行"AC analysis"即可。 我假设这将为我提供闭环增益。 我注意到、在其他情况下、用户必须首先修改电路(即、"断开环路")、然后在 TINA-TI 中运行电路的 AC 分析、例如参阅本讨论(链接)、有什么区别？ "断开环路"是否可以为我提供稳定性分析所需的环路增益？

我非常感谢您的见解。
谢谢。
Daniel

PS：已编辑...

Daniel：

对于第一阶段,OPA375的帮助很大;对于每个后续阶段,它的帮助较小。 Vos 是产生仅影响直流性能的直流失调电压的直流值。 噪声为全交流噪声。 因此、直流无关紧要。 C1和 C2、扔掉所有源直流。  

OP334噪声停止上升的唯一原因是 OPA344正向增益快速下降(因此不会放大最高频率信号也不会增加噪声)。 OPA334的带宽较小。 忘记了您是否提到相关的上限频率。  

原理图中绘制了正向增益(也称为信号增益)。 如您所想、"断开环路"会为您提供环路增益和相位信息。  

we we 说：

。 忘记了您是否提到相关的上限频率。  [报价]

Ron、您好！

谢谢！ 事实上、我忘了提及一个相关的频带。  

也许提供更多背景信息会有所帮助。 此任务是测量和比较驱动单模式激光二极管的电流源。

"参考" (我目前拥有的最佳参考)是数据表中指定的典型 RMS 噪声小于2uA (从10Hz 到10 MHz)的电流源。

"定制"电流源基于此电路(链接)。

测量电路应该至少允许我测量 RMS 噪声。

祝您周末愉快！
Daniel

尊敬的 Ron Michallick：

基于您的放大器电路(请参阅第二个答案)、我设计了一个 PCB：

-三个放大器级使用 两个 OPA2375构建。  
- Vcc 由连接到电池的通用7805线性稳压器生成。
- Vref = Vcc/2由连接到 Vcc 的 TLE2426生成。
- C5/C6为10 pF。

当放大器电路的输入端短路时、示波器可以在电路的输出端看到该信号：

使用这些设置、范围测量/计算 RMS 值约为8mV .

另外、此示波器包括一个"穷人的工具"、用于测量   此电路的频率响应、如下所示：

根据仿真结果、增益(蓝色迹线)大约为80dB、但是、根据仿真结果(~ 70dB @ 1 MHz)、增益滚降速度更快(48dB @ 1 MHz)。 我假设这是因为与仿真相比、填充了 C5/C6。

我可以使用吗？ 欢迎提出任何改进意见或建议。
谢谢。
Daniel

PS：已编辑...

Daniel：

C5和 C6可以降低带宽。 根据应用要求、这种拓扑有好有坏。  

为了进行比较、您还可以在关闭放大器电源的情况下检查示波器噪声。 断电时的噪声可能相似。 换句话说、某些噪声可能来自示波器本身。 另一项检查是示波器短路输入噪声。   

你好、 Ron Michallick、

在放大器连接到示波器但断电的情况下、RMS 值读数为1.4mV、我看到一个50Hz 的小周期信号。 在短接示波器输入端(使用50欧姆电阻器)的情况下、我看不到信号、RMS 值低至40uV。

所以我想6.4mV (功率放大器的8mV RMS 与未功率放大器的1.4mV RMS 之间的差异)就是这个放大器在没有任何输入的情况下所产生的噪声。  

放大器电路的增益为10000V/A 那么、我们可以说、大约6、4mV RMS 的噪声相当于~ 0.6uA 的输入参考电流噪声？  如果该计算正确并且考虑到我想要测量的噪声(3uArms、请参阅第一次布置以及2uArms 噪声的基准电流源)、那么该放大器电路是否适合此测量任务？  

谢谢。
Daniel

Daniel：

断电测试和短示波器测试仅用于衡量噪声测量能力。 您可以使用 RMS 将50欧姆范围的40uV 减去、但这微不足道。   

8mV/(10kV/A)= 80uA。  这显然是噪声过大。 可以通过增大分流电阻器来增加增益；这是直接的改进。 四倍电阻可将输入基准噪声降低至1/4。  您可以将放大器中的电阻器降低(请记住、几乎所有的噪声都来自电阻器)、将电阻降至1/4、将输入噪声降至1/2 (结果是变化的平方根)。  我建议尽可能实际地增加分流电阻、然后降低放大器电阻。

测量噪声需要低于信号噪声的1/2。 这将给出大于4的 S/N 功率比。 更容易校正测量噪声。  

供参考：电阻器电压噪声公式 E=√4⋅R⋅k⋅T⋅ΔF

你好、 Ron Michallick、

感谢您的答复、感谢您提醒我不要简单地直接减去 RMS 值、而是添加正方形和平方根。

相关的参数  

we we 说：

8mV /(10kV/A)= 80uA。

抱歉、我不能说我理解您的计算。 您是如何达到80uA 的？ 我以相反的方式计算了这个值、从电路的输入开始：0.8uA 的输入电流通过10欧姆的感测电阻器将在电阻器上产生8uV 的电压。 这将被放大(三个10倍放大器级)放大1000倍,从而提供8 mV 的输出电压。 因此、输出端8mV (噪声)应等于0.8uA 而不是80uA。 我迷路了。 请提供帮助。

在降低噪声方面、如果大多数噪声来源于电阻器、则对反馈网络使用较低的电阻值有助于降低噪声。 因此、您为什么一开始不建议使用1k/10k 设置放大(而是10K/100k)？ 我想存在一些折衷。 在反馈网络中使用较低电阻值时、还需要考虑其他哪些因素？

我在这里学到了很多。 谢谢你。
Daniel

你好、 Ron Michallick、

我对电路进行了评测,并有最后一个问题(我希望):-)

将 C3/C4连接到 Vref (=半轨)。 为什么会这样呢？

我认为 C3/C4将"扔掉"该直流失调电压。 因此、 将 C3/C4连接到 GND 应该没有区别(在我的仿真中也没有区别)。 此外、将 C3/C4连接到 GND 在噪声方面可能是有利的、因为没有什么会比 GND 平面更无噪声。 即使 Vcc/GND 非常稳定并进行了滤波、与 Vref 相比、Vref 也应具有更低的噪声。 更容易布线到 GND。

这对您来说有意义吗？

谢谢。

此致、
Daniel

Daniel：

C3 C4终止电压的主要区别在于、从上电到直流电压稳定所需的时间。 模拟它。 如果可接受、则使用接地。  

Ron Michallick、  我对它进行了仿真、看到了稳定时间的差异。 感谢您提供帮助提示。 我认为、对于前置放大器来说、稳定时间是无关的。

Daniel。

只要在稳定后进行测量、一切就好。 如果不久之后、削波将导致完全错误的结果。 如果时间过短、剩余的稳定可能会被误解为低频噪声分量。  

您好 Ron Michallick、出于完整性考虑：我认为稳定时间由 C3和 R6 (分别为 C4/R6)决定、可通过进行计算

稳定时间 τ= C3 * R6 = 10k Ω* 10uF = 100ms。

是这样吗？

谢谢。

Daniel：

是的 而变化 解决这个问题。 瞬时充电电压也会随时间推移而变化、因此最终结果相当复杂。