[参考译文] OPA1622：怪异的线路驱动器

我以为我能忍住的,可是我完全无法控制,只能让她的阴茎在我的阴道里摩擦。 这对于 OPA1622的行为来说非常重要 -现在既没有负载。 对输入电容建模也有帮助，在某种程度上--我的反相曲线看起来更像数据表上的 AV=-1曲线。 在12.5MHz 时为0.8dB 峰值 、或者如果我将1k5s 改为1k2s (这似乎不是很寻常)、在10MHz 时为0.3dB。 在后端添加甚至10M 的双绞线可擦除它。

这是真实的生活，还是这只是幻想？

谢谢

你好，约拿，  

有趣的电路！ 我将两个电路放入 Tina 中进行分析和讨论。 作为第一步、我看到 OPA1612反相节点上的10pF 正因其在放大器上引起的延迟而在高频处引起一定的增益峰值。 如果我移除该电容器 C1、则峰值会减小。 我还对节点 PR1-5进行了粗略的阶跃响应检查、以检查是否存在阶跃为10mV 的振铃。 由于反相端子的电容挂起、PR5当然具有最大的振铃。 总之、这只是对电路的第一道菜。 我会花更多时间讨论一下、看看我能否提出一些建议。 此外、如果您观察到任何有趣的情况、请告诉我、我们可以对该设计进行迭代。  

我还执行了直流分析、直流看起来不错。 它收敛很快、这是一个好迹象。  

e2e.ti.com/.../OPA1622-Line-Driver-V2.TSC

此致、  

克里斯·费瑟斯通

嘿、这是(某种程度的)现实！ 非常好的去耦和布局 obv。

我应该已经清楚说明的是、 逆变器分压器的10p 悬挂就在那里、用于对 OPA1612输入电容进行建模。 这是我们在这里所需要的*相反*。  R13应为20Ω Ω。

可以安全地假定 C12-C14在常见使用中位于330p 至3.3n 的任何位置。 R16可以是600Ω Ω、或者(很多)更常见的10K 至100K。 我没有找到充分的理由在 LR 对之前以差分方式端接输出、但如果是这样、通常会在其中投射100K。

关于 LR 相对于更多 Riso 的优缺点,有很多争论。 I 图5.1Ω 对于1622来说绰绰有余、如果电感器消失、R17/R18的值(高达51Ω Ω)会使文档内容一团糟。 但这一切都在一般驱动器输出稳定性 vs Cload 的领域,并且1622已经高于5532或4562或1678或1692在这方面。

好的、看看您的工作情况、U3看起来稳定。 是否存在某种具有通用布线长度和布线的"明白"、或者 R13是否几乎解决了 Cload 问题？  正常的 R9/R12共同放置在-IN 处应避免增加任何输入电容。 我只是想想想我可能错过的任何东西,因为.....一个低悬挂的水果仍然在树上, 因为没有其他人想摘它。

让我暂停的一个问题是、您无法在 U4 input...no上对反馈环路进行交流耦合、因为有必要这样做、我很好奇。 运行瞬时状态。 我不确定如果 U3为 U2提供偏置、为什么必须使用直流耦合 U4、但哦、很好。

我应该为此绘制一个伺服吗？

您好、Jonah：

我想更好地理解这一点- 我不熟悉并联的电感器/电阻器 (您称之为 LR 对)？  最小化 Riso 的目标是什么？

额外安培。 降压稳压器肯定会增加共模噪声/失真、FDA 会更适合... 我知道您非常了解我们的 FDA、为什么您要避免 FDA？

此致、
Mike

并联的电感器/电阻器是一种传统(阅读：DOAS 和变压器)方式、可确保带宽不会在重负载/长电缆布线下崩溃。 根据所使用的数值,这是六个中期数字中某处的驼峰。 请参阅 Jensen AN-001第3页。 是的, 600Ω Riso 有助于避免损失100Ω-我不是一个很大的粉丝 Ye olde 600Ω/ 50Ω 衰减器作为一个输出,这是2x Riso 变成的。

关于：避免 FDA

专业音频中为了实现最低噪声、典型的 SE 至差动输出方法是在缓冲器后面安装一个逆变器。 这种或 DRV 或集成解决方案、但噪声不如缓冲器/逆变器低。 从 SE -2dBu 标称值到 DIFF +4dBu 标称值的 FDA 在两侧都具有3的噪声增益。 执行此任务的缓冲器和反相器的噪声增益为2、但仅在反相器侧、因此当您将它们与接收端的差动放大器相加时、噪声较小(我忘记了、噪声可能是3.5dB)。  

现在、看看缓冲器和逆变器之间的相位相关性。 假设采用双电源、逆变器的速度减半。 它也跟随缓冲器、因此它比它慢。 好的，做一件很自然的事情--把缓冲器和逆变器并联。 相位更好、但仍然未对齐。 我不是在10 MHz 时分离毛发，而是在低至10 kHz 的频率下测量毛发。 这就是人们喜欢使用快速输出放大器的原因。

现在、取缓冲器和逆变器相位的那个微小差异、并将其乘以正常无变压器音频控制台中正常混合过程中的多次发送/接收迭代。 事情开始变得非常倾斜。

那么、您如何 a)保持低噪声、b)保持相位关系？ 理想情况下、逆变器的安培数是缓冲器的两倍。 这在规模上是不现实的、因为没有人能实现单安培、单安培的双。 因此、您必须找到具有相同的 oomph、Cload 稳定性等值但速度不同的单通道。

因此...进入我建议的电路。 两个缓冲器、无论用什么、都可以在其其中一个反馈环路中保持"em"对齐以至少为200kHz、这通常是我们关心的问题("10Hz 至200kHz 的变化为0.1dB"是目前的常见问题)。 还有其他方法、但都涉及多个级和混合放大器类型。

但是、根据您的观点、这是一个很好的问题：

U1和 U2的输出端的 THD+N 是什么？ 共模噪声中有多少是可消除的？ 如果我们在反馈环路中增加另一个缓冲器和逆变器、并用40R2镇流电阻器相加、我们可以改善多少此电流？  它能让我们自由地不断增加 R9和 R12的噪声、2K 是理想选择。 但是、当 R9和 R12设置为2K 时、U3 (对于这一点、如果添加了 U5)是否稳定？  我猜不会、但嘿、值得一试。

此处最佳价格/性能平衡可能是坚持使用两个双通道、但看看 R9和 R12可以达到多低、 U3输出开始看起来更像数据表上的" 600Ω Ω"线迹、而不是数据表上的" 2kΩ Ω"线迹。 我很愿意打赌这是1k2。 OTOH、虽然1611/211毫无疑问是用作 U3的最佳放大器、但为了降低 HF 失真、可能有更好的放大器用作 U4。 我想值得将 OPA828降至 U4位置来看看、因为其速度是这里的关键、但它的4nV/rtHz 噪声不像缓冲器那么大。 三个包,都是钱,但可能性能很高。

您好、Jonah：

好的、这在电感器上是合理的、但我要补充的是、我们确实有其他稳定技术、这些技术不仅使用不会使用大体积电感器的 Riso。 但在编写应用程序时、这是一个很好的技巧。 请注意电感器！  不存在线性影响？  整个迟滞 B/H 曲线可能会导致问题、但我没有任何数据要支持。

我们即将结束一个应用程序。 请注意、这描述了一种选择最佳 Riso 的方法、很多时候人们过度补偿并过度使用(毕竟这是保守的方法)。  我会在 Zach 完成这一步时告诉你。

至于差分级、我们还有几种在两侧对称的不同技术。  您可能已经知道、但我们会发布其中一个、仅供文档参考。

此致、
Mike

当然、这听起来不错。

我没有为输出投入大量的时间。 您可能会将电感器加倍并使用电阻器。

我应该讲一下这个背景、它是一个多级方法的示例、可以实现相位对齐和前一级空载目标。 噪声应该与我们所讨论的1622/1612方法具有竞争力、即使存在2210的增加的 HF 噪声也是如此。 而且成本更低。 仅10.2mA IQ。 类似的偏移、但在接收器上几乎完全可以消除。

为…明确起见、可能会在1622s μ s 的最小值附近设置一些电流限制。 4个 Rs 也是四个、如 Risos。 此线路驱动器连接到7Vrms 单端系统的后端、并将14Vrms 输出到600或10K。  

例如： 如果是5Vrms/10Vrms 系统、则前1622半部分可以是 NIC、而不是串联缓冲器、而不会出现净空问题。  

你好，约拿，  

我将稳定性仿真放在一起。 到目前为止、我针对 U2提供了该地址。 这并不完美、因为环路断开了、并且我没有使用输入电容器的方法。 不过、它相当接近我在先前仿真中获得的闭环响应。 我认为 OPA1622的输入电容足够低、但是这是我可以进行的分析中的一项改进。 如果您认为它有用、我在下面附上了它。  

e2e.ti.com/.../Stability-OPA1622-Line-Driver-V2.TSC

此致、  

克里斯·费瑟斯通

您说的是开环增益和相位在发挥应有的作用、对吧？

你好，约拿，  

我们可以使用它来监控与各种 Riso 之间的相位、以确保 AOL 和1/β 相交时的稳定性。 或 ACL 为-3dB。  

此致、  

克里斯·费瑟斯通

我们已经达到了我在这个领域的知识极限,所以我会观察和学习。  如果我安装了 PC、我将会改变环路内 Riso、环路后 Riso 和电缆长度！ 在断开电感器后得到的电流肯定会增加。

您好、Jonah：

一个快速修正是、当我说输出彼此"同相"时、我的意思是输出与差分输出预期的完全相位反相(接近)。 该设计没有表现出2安培 FDA 设计中出现的大型群延迟。

此外、我刚刚看到了您对"循环内"Riso"与"循环后"Riso"的评论。 我想澄清一下您的意思、因为 Riso 始终位于环路外部。

OPA1622具有极低的输出阻抗、因此非常适合驱动容性负载。 如上所示、在环路中放置一个串联电阻只会增加放大器的总等效输出阻抗、这会 使驱动容性负载时表现更差。 对于某些具有复杂输出阻抗的放大器、回路内电阻器可用于使输出阻抗随频率"变平"、从而使输出阻抗具有阻性而不是电感。 在这种情况下不必如此、因为 OPA1622在相关频率下已经具有平坦的(电阻)输出阻抗。

谢谢。

察赫

Chris / Zach -

我玩过这一点,并了解为什么人们做他们的工作。 环路外部的10R 无电感器、无论电缆长度如何、均可提供最佳带宽。 将 Riso 放在循环中没有好处。 (Zach、Google "Doug Self-"和"零阻抗输出"是我这么做的原因、感谢他们澄清了为什么没有必要这样做。) 任何人在这里实际使用的最大电缆长度为150英尺或45米。 有时人们可能仅将其用于1M 的电缆、在这种情况下、OPA1612在反相 OPA1622的输出端留下的峰值不会有任何明显的阻尼。 但在2dB 时、我想它不是问题。 通常的电缆长度为3M 或以上、峰值在10M 电缆后消失。

我似乎已经在电路中"加速"了反相 OPA1622。 它的 通带始终比 同相 OPA1622宽、直到反馈环路的2极点响应开始生效。 我在想这一点吗？ 我要将我对复合放大器的理解移植到这里、其中慢速放大器绕在快速放大器周围、而两者的增益相结合形成更宽的 BW。

我意识到伺服1622将需要更多的构建电阻、将负载应用到输入、并且可能有两个以上的额外放大器后、将所有构建电阻改为10R。 因此我想人们只会在反相 OPA1612的+IN 处添加一个小的直流注入点、并 在两轨之间为其提供分频的微调器输出、就像许多 Walt Jung 示例和旧学校的数据表中一样。 我并不是在为 NASA 签约、所以野温波动不是什么大问题。

Zach、像这样将整个输出放大器置于 CM 放大器反馈环路中难道不会更简单吗？

(哎呀、输出放大器都应标记为1622)

也许我遗漏了您电路的一些目标、但这确实是 FDA 的功能、具体取决于您对待 VoCM 的方式。  

U4 + U2 + U1的群延迟是否 = U4 + U5的群延迟？

1632、1633和1637中的共模采样电阻器的值是多少？ 我记得在某个地方看到过6K 一次、但又找不到它。 还有人知道 LM4562或 LME49860的手头输入电容吗？ 这不在两个产品说明书中。 我知道也有 LMP 版本、但我忘记了器件型号。

Luis 在这里执行了另一个线程来做一些额外的测试、将 THP210/OPA1637输出规格扩展到数据表之外、可以肯定的是、它的噪声级别与210相同、当然本底噪声更高。 甚至会在它真正启动之前达到20 Vrms。 我想 那只是一个2K 的负载--我不希望能够给它低射频值，但仍然希望 它能够驱动600Ω Ω。 这对于1633来说是一项工作、尤其是因为它的价格合理。 或者、y'know、1622和210。

我不^为什么这是一个孩子的岗位。 也许主持人可以纠正它,它显示当我进行编辑我得到一个双重的帖子,并必须删除第一个.

Chris、我查看了828、似乎是反馈环路中缓冲位置的更好放大器。 如果211是*实际* 45MHz、而1611实际为40MHz、那么211将是逆变器的理想选择。  LMK 您的看法。  

您好、Jonah：

两个输出放大器都应为 OPA1622。 我在下图中更正了这一点。 在该配置中、两个信号路径都是对称  的、因此不应在输出端出现相位滞后问题。

关于您草拟的 FDA 电路、有几点我认为、与我推荐的设计相比、这使其成为次优的解决方案。

1.) 输入不一定是高阻抗、因为它们通过一些电阻器连接 到 Vocm 电压源。 在该配置中、输入信号和 Vocm 电压可能会受所选电阻值 、前一级的输出阻 抗、Vocm 电压源的输出阻抗以及 Vocm 和 Vicm 之间的电压差的影响。 由于输入共模电压随输入电压的变化而变化、因此采用单端配置连接时的情况最差。 如果输入为交流耦合、则建议采用此配置、但 使用如图所示的直流耦合时、电阻器网络将产生不必要的衰减。

2.) 最低噪声解决方案将在第一级应用增益。 我相信您只使用2V/V 的增益、因此这可能不是 灾难性的差异。 不过、您似乎对尽可能低的噪声解决方案感兴趣、因此我认为值得一提。 您始终可以 在 TINA-TI 中模拟两个电路的噪声性能、以查看您是否同意这种折衷。  

Zach、像这样将整个输出放大器放在 CM 放大器反馈环路中难道不会更简单吗？

我最初考虑了这一点、但 在如电路所示进行连接时、我注意到误差放大器反馈环路中存在稳定性问题。 这可能是由  输出放大器引入的相移造成的。 我还对 通过反馈补偿电容器连接环路进行了实验、这似乎效果很好。 我尚未对此进行全面评估、因此我无法100%确定哪种方法最好、但确实需要一些额外的反馈 来提高稳定性、可能是使用如下所示的电容器。

周末愉快！

谢谢。

察赫

我很高兴有人仿真了我的3安培 FDA、感谢各位关注稳定性问题。 你拉了我一个输出、我拉了你一个输入、即假设是单位或衰减。 不同的故事！

我明白您对早期增益的看法。 我不得不转动输入放大器、使其看起来像麦克风前置放大器中的差动增益级。

此处、VoCM 连接到中间电压、但我猜测它可以连接到接收器的中间电压或接地或 ADC 共模输出、因此这是分离 VoCM 和 ViCM 的原因之一。

我不确定 R28、R11、R12的用途。 你们不是在努力消除对派遣单位地面的依赖吗？ R28是否在有人熔断 VoCM 放大器时失效？ 而且、如果您必须具有 R11和 R12 (我想您这样做的原因是您不进行任何直流电移除)、它们为什么不分别具有500R？

反馈环路中的电容器对我来说也很令人困惑、但如果我不再思考350p/5K HPF、我可能会得到它。 /编辑：您将集成到低于90kHz 的器件中？

周末不得不学习和重新学习一些东西...

您好、Jonah：

是的、单独 Vocm 输入的目的是 使用误差放大器环路(U3)将输出驱动到任何共模。

R11、R12和 R28用于保护、这也是正确的。 R28提供直流电流接地路径、以确保回路在启动时偏置并可在关断期间安全放电。 R11和 R12为 OPA1622的1kΩ 引脚提供电流限制。我在设计时考虑了单个5V 电源、因此5V/μ s = 5mA。 输入引脚的绝对最大额定值为10mA、所以输入受到保护。 对于更高的电源、您可以增大电阻值、以进一步限制电流。 同相输入为高阻抗、因此不需要担心压降、但电阻越高、肯定会增加一些额外的噪声。 实际上、我不确定有必要设置此电流限制、因为这些输入引脚未直接连接到外部源。 由于我计划试验误差放大器环路、而且我对稳定性有一些担忧、因此我决定加入这些因素、以确保 OPA1622始终受到保护。

反馈环路中的电容器是直流开路、因此看起来就像您绘制的那样开环运行。  在更高的频率 (~90kHz)下、它开始变为短路 、就像在我发布的原始电路中一样。 这有点简化、但实质上它允许电路针对 Vocm 进行适当的直流偏置、同时在交流条件下提供环路稳定性。 90kHz 不是严格的频率要求、可以通过更改反馈电容对其进行调整。 最终我计划在实际电路中对此进行实验、以确定最佳解决方案。 也许您会 在您的设计中尝试这种方法、让我知道答案  

此致、

察赫

THS4031不是非常适合的放大器 、因为其 BW 在大信号下会急剧缩小、即使射频为1KΩ Ω 时也是如此。 我使用20Vpp 作为参考点、因为它在高速数据表中很常见、而且这是我的通用放大器 OPA210的最高工作电平。 我 在放大器论坛上发布了该主题、以找到合适的替代产品。

你好，约拿，  

很好、Michael 在帮助您解决这个设备的问题。 希望该器件能够在您的应用中很好地发挥作用。  

此致、  

克里斯·费瑟斯通

感谢您的帮助！ 我将介绍 xDSL 线路驱动器的选择。

Chris、Zach -

我刚刚从后面看了一下高速放大器、但对成本/ Iq / Vos 的兴趣还不大。 很好、因为我找到了一种使用 OPA1602实现它的方法。  没有峰值、相位对齐到800kHz。 Huzzah。

您马上就会明白 Rf 和 Rg 为什么如此低。 我观察负电阻器、试图找到一种方法来消除逆变器消耗的电流。 经典的电流 NIC 在增益为2的情况下工作、如果它正在释放的放大器已经在正常的最大值下运行、则会使 NIC 过载。 但我想起了   Groner 复合接地线在 DIY Audio 上的 Technics 耳机放大器部分、其中原理图 显示了作为差分放大器运行的电流 NIC。 它们看起来基本上都是这样的、并且使用741等效值：

因此、我 使用 OPA1602的另一半设计了一个单位增益 NIC (按23.4mA)、它不会影响驱动器的带宽、因为会发生自举、 但我无法说出它是否有效减轻了反相 OPA1622上其自己的反相输入和反馈逆变器所造成的680Ω μ A 总负载。

感谢您的观看。

您好、Jonah：

我们需要几天时间与您联系。

此致、
Mike

谢谢 Mike！

FWiw 类似：反相1622的 LPF 很容易成为100R/47p 的东西、并且所有 Rs 都匹配并不重要。 68R/68P 也能正常工作。