[参考译文] LAUNCHXL-F2.8379万D：ADC输入信号调节

你好，Devin，

感谢您的回复。 对于我的应用，我只需删除R60和R61，而不必尝试链接ADC参考。 THS4531应默认为电源的一半，即3V3，因此我会丢失一点动态范围(10 %)。 我现在可以接受这一点。

我的应用中的电源不是50欧姆，我对输入电容器不满意，所以我也要拆除R59，R62，C20和C82。 事实上，我的电源实际上是单端的，所以我将用零欧姆替换R62，并且只填充其中一个SMA连接器(J19)。 希望这能成功。

我想尽快采样，所以我将按照您的建议更换输出电容器。

谢谢，

John。

你好，Devin，

澄清一下：您能否解释一下您是如何达到购买时间的？ 查看2.8379万D的数据表和参考手册。 我看不到源电容如何影响采集时间。 如果来自Launchpad电路的Rs为24欧姆，Ron为700欧姆，Ch为16.5pF，则将根据Rs，Ron和Ch.计算此值。 这将提供148ns的采集时间。 由于为比较模式指定的最小值为320ns，因此我们必须使用此值。 但我的观点是1nF外部电容器对此计算没有影响。 它显然是用Rs进行筛选的，但它的频率为6.6MHz，所以不会有影响。

我错过了什么吗？

谢谢，

John。

您好，John：

外部R和C都会影响为内部S+H电容器充电所需的时间。 您可以将驱动ADC的总时间常数视为驱动运算放大器时间常数的序列(实际上与1/op amp BW大致成正比)+外部RC时间常数+内部RC时间常数。 如果运算放大器良好且外部C较小(例如 ~10pF)您可以使用(Rs + Ron)*Ch作为ADC时间常数的良好估计值。 如果Rs*Cext的时间常数比Ron*Ch的内部时间常数大，则可以使用公式(Rs + Ron)Ch + Cext*Rs更好地估计沉降。

在这两种情况下，事情都变得有点棘手，因为我们是以不同的方式而不是单个R-C 我可以从这里最好地告诉大家： www.ti.com/.../slwa053b.pdf，通过将电容加倍，可以对等效单端电路进行建模。 因此ADC本身具有700ohms *(16.5pf * 2)= 23.1ns的有效时间常数。 16位设置为.25 LSB需要-ln (.25/6.5536万)= 12.5 时间常数= ADC*23.1ns = 288ns 12.5 固有S+H时间。

如果内部ADC时间常数为23.1ns，则外部时间常数24ohms*(1nF *2)=48ns肯定会减慢ADC输入稳定。

我根据12.47 *计算出345ns [(700ohm + 24ohm)*16.5pF*2+170pF*24ohm]=348ns。

但现在我再看一下，我认为在这种情况下，您要使用的实际电容器是170pF /2=85pF，或者170pF的实际时间是400ns。

你好，Devin，

感谢您的回复。 这是一个有趣的主题，我认为我还没有完全了解它，希望您不要介意我花更多时间继续讨论。 我对您的分析有一些意见：

首先，我认为差分电路的乘法是因为电阻增加了一倍，时间常数是2xRxC，所以是24x1n，而不是2x24x1n (R已经从12倍增加到24倍！)。

此外，外部时间常数在ADC之外(根据定义！)，但最重要的是，它在交换机之外。 CH仅在开关关闭时的采集期间充电。 外部电容器始终处于电路中，其上的电压将跟随其通过Rs产生的带宽内的任何信号。 当开关关闭时，外部电容器保持要转换的值，并且在开关再次打开之前(即采集时间)，Ch必须(通过Ron)充电到0.25 LSB内。 我认为这意味着外部电容不应在采集时间计算中考虑。

实际上，再想想，如果外部电容器足够大，它将为充电通道提供相当大比例的充电电流，而不是运算放大器输出。 因此，在时间常数计算中，即使R也不那么重要？

我的计算假设数据表为Ron指定的700欧姆已经是双倍值。 单端值指定为425欧姆，这不是一半，但可能存在一些与Ch相结合的常见电阻。 这使我的时间比我以前的答复(12.47x(24+700)*16.5p)长148分。 如果我的假设是不正确的，我们必须将Ron加倍到1400，那么时间就会达到293ns (12.47x(24+1400)*16.5p)。 这仍小于最小指定时间320ns。

再次感谢您的帮助。

谢谢，

John。

您好，John：

我们正在将这些信息记录到应用手册中，因此深入探讨主题对我来说很有成效。

在与设计团队确认数据表模型的提取方式后，我将向您介绍从差分模型到单端分析需要加倍的确切内容。  

对于外部电容器和电阻器，您可以正确地认为，如果电容器足够大，它最终将能够为内部S+H电容器提供所有电荷。  对于1/4 LSB稳定@ 16位分辨率，这需要为4 * 2^16 *通道。 这通常称为"电荷共享"。 在这种情况下，外部电阻器+外部电容器将对ADC采样的速度施加限制。  如果ADC采样太快，则当外部和内部电容器平衡时，随着电荷被吸入ADC (或流出)，外部电容器电压将随着时间的推移而下降或上升。  作为一个思考实验，考虑使用完全充电的外部电容器，而不需要驱动它的电源。  在第一个样品中，内部电容器在满刻度的0.25 LSB内充电，外部电容器降至低于满刻度的0.25 LSB。  在下一个样品中，电容器将均衡为低于满刻度的0.5 LSB...等  

现在，当电容器的内部通道值为10倍时，当两个电容器之间的电荷相等时，两个电容器的充电方式为90 %。  这很有帮助，但离我们需要满足ADC用途的位置很远。  但是，现在总电容的11倍需要稳定到1/4 LSB (或任何目标)...其中一些仅在外部电阻后面，而另一些则在内部和外部R和C后面  

你好，Devin，

好的，我想我理解您的观点：外部电容器会放电，因为它有助于CH.的充电。但是，它将由运算放大器输出补充，并且由于它开始充满电，因此没有太多工作要做，应该相对较快地完成？

为了回答这个问题，我用LT SPICE模拟了电路(对不起，我知道它是竞争对手，但它似乎是这种事情的工具。 此外，我上次看自然法则不是恰当的：))。 第一张屏幕截图显示了我的电路和模拟结果。 我从1V电源驱动输入，并将1nF电容器的初始条件也设置为1V，因此模拟的开始类似于采样开关的关闭：

 

正如您所说，1nF (蓝色轨迹)上的电压下降，因为它有助于为Ch充电，但不会太多！ 而且，它很快就会被信息来源补充。 我还绘制了1-VCH (绿色迹线)，它需要稳定到低于0.25 LSB，对于1V步长，它是3.8µV。 放大我们会看到以下内容：

 

所以时间是237ns，比我计算的148ns大，但仍然比320ns最小采样时间低：记住这仍然是1nF外部电容器。 蓝线为1nF上的电压减去1，因此在类似的时间范围内恢复。

然而，在完成所有这些工作后，我发现这可能不是推动ADC的最佳方法。 我以前没有想过，但是1nF电容器在做什么呢？ 实施输入滤波器的一个更好的方法当然是添加一个电容器并联运算放大器反馈电阻器(R57和R64)？ 这些滤波器为2k，因此12pF将提供与1nF相同的滤波器(24欧姆)。 然后可以移除1nF，并且不会降低采集时间。 或者我是否错过了这里的其他东西？

谢谢，

John。

使用TINA非常好，因为您还可以访问大多数TI运算放大器的模型，因此您可以根据需要推动模拟以包括运算放大器。

不管怎样，如果你用1nF电容器进行模拟，我们最终会在320ns = 1/3 LSB的沉降下达到13.3uV，这比1/4 LSB的目标要小一些(但可能足够好)。 在这种情况下，初始压降约为30mV。

现在，如果我们将外部电容器降低到100pF，则外部电压降会增加，但320ns下的稳定度会提高到3.2uV =小于LSB的1/10。  

如果我们将外部电容器增加到10nF，则初始电压降非常小，但实际上稳定开始变得有些糟糕(对于16位)：2.69mV =70 LSB！

而且，就像我们之前讨论的那样，如果外部C变得足够大(本例中为10uF)，它实际上可以非常快速地完全满足ADC：

我也同意，如果您需要LP过滤器，则在ADC输入端使用电容器不是获得它的地方。  

但是，有一个原因是，我正在探索不要只是使外部C尽可能小：运算放大器在转换时比在稳定时慢。  因此，我们尝试将外部C设置为内部电容器值的10倍至20倍。  这样，在内部和外部电荷相等之后，电压将达到目标的90 95 % ，这应该会使运算放大器在大多数情况下稳定下来，而不是由于运算放大器输出上的步进功能而保持回转。  

看起来它被切断了，但我们确实在TINA中提供了型号，可通过以下e2e帖子获取：

e2e.ti.com/.../57.9421万

你好，Devin，

好的，我们的模拟似乎同意在320ns采集时间内保留1nF电容器是可以的。 我从你的最后一段中可以看出：电容器可以减轻开关关闭时发生的瞬态负担的运算放大器。 如果没有电容器，对瞬态的运算放大器响应可能会相当低：这可能意味着它实际上会更早地稳定下来，但如果您过早打开开关，可能会导致更大的错误。

我说‘有点’。 我不确定我是如何在第一个屏幕截图中关注13.3µV的？ 该值的采样率为367.56ns！ 我重复了模拟，在2.5V的初始条件下获得了320ns的15.2µV Ω。 这是0.4 LSB。 但是，这是因为Ch = 33pF–您是否已验证加倍Ch (或Ron)是在此处执行的正确操作？ 我对数据表的理解是，Ch应是16.5pF (Ron = 700欧姆)，在我的模拟中，这将显著减少320ns时产生308nV的稳定时间，即0.008 LSB–仍使用1nF外部电容器。

谢谢，

John。  

你好，Devin，

我已经扩展了我的模型，以包括运算放大器的模型。 我已经将它制作成差分式，并包括了一个采样开关，而不是使用初始条件：

如果没有外部电容器(如图所示设置为0.1pF)，我们会看到运算放大器输出必须处理充电瞬态。 但它不会过大：

1nF到位后，我们可以看到：

256µs稳定时间，0.25 LSB ON Ch在152µs μ A (不含电容器)和 μ A (含电容器)中实现。 如果我们相信模拟，这种装置似乎很好地适应瞬态，为了更快的稳定时间，也许电容器可以完全拆除。 但是，在本应用中，由于电容器的稳定时间似乎足够，因此保持稳定不会有任何伤害。

模拟结果还显示，VCH从未达到2.5V，并在其下方稳定到206µV Ω。 可能是在运算放大器模型中实现的某种偏移？

谢谢，

John。

您好，John：

一些快速跟进。

是的，运算放大器模型似乎确实包含偏移误差，这会使确定合适的沉降变得困难。  我发现最好使用内置的理想运算放大器模型，然后使用数据表转换率和BW调整模型。  如何在TINA中执行此操作可在以下链接中找到。  

在我展示的模型中，沉降被偏移了100ns，结果被锁定，所以你可以在S+H时间结束后将光标放在任何地方。

您好，Devon：

嗯，好的，我看到在320ns后使用采样开关来锁定VH。 我使用采样开关重做了模拟，但在320ns下仍获得(2.5 –VH)，即15.3µV。 然后，我们的模型中似乎存在分歧-对于这样一个简单的电路来说，这似乎很奇怪。 这是否与TINA和LTSSPICE之间的模拟设置有关？ 我想TINA也在其仿真引擎中使用SPICE吗？ 我玩过几个参数，但总是得到相同的答案。 以下是LTSPICE使用的默认值：

 

谢谢，

John。