[FAQ] [参考译文] [常见问题解答] TMS320F28035：ADC 校准和总体未调整误差

尊敬的 Stuart：

首先要了解的是我们如何计算总体未调整误差(TUE)。  在 ADC 中、我们通常考虑增益误差、偏移误差、INL 和 DNL。  我们还需要考虑 ADC 外部基准引入的误差。  我们不需要考虑 ADC 通道间偏移或增益误差、因为这只是通道之间差异的度量(最坏情况规格适用于所有通道)。  

最坏情况下的 ADC 误差通常是独立的(例如、具有最坏情况 INL 的 ADC 不太可能也具有最坏情况下的增益误差)。  因此、我们不直接添加最坏情况下的误差、因为这会导致 TUE 过于悲观。  相反、我们使用平方和根来添加误差。  

在考虑校准之前、我们先比较一下 C28x Piccolo 系列 ADC 的原始 TUE。  F2803x、F2802x、F2806x 和 F2805x 的规格相似、因此它们并不都有自己的表条目。  请注意、在所有 C28x 数据表中、指定了最小/最大 ADC 误差、包括电压、温度和制造工艺变化的漂移。  如果还提供了温度系数、则不会在最坏情况误差的基础上添加该系数(而是给出温度漂移导致的误差量)。  另请注意、F2803x (和上面提到的类似器件)需要至少一次偏移自校准(我们不支持工厂偏移调整)。  下表中的所有值均为外部基准。

(1)执行一次性自校准

外部基准增益误差有一些假设。  这假定一个非常好的外部基准解决方案。

例如、REF5030具有以下主要规格：

• 初始精度= 0.05%=> 0.05%*4096 LSB = 2.0 LSB
• 温度漂移= 3ppm/度 C =>对于标准温度范围(85C - 25C)*3ppm*4096 LSB = 0.7 LSB

然后、OPA320 (我们建议驱动 F2807x 和 F28004x 上的12位基准)具有

• Vos (最大值)= 150uV => 0.2 LSB @ 3.0V

因此、最坏情况基准总误差可估算为 sqrt (2^2 + 0.7^2 + 0.2^2)= 2.1 LSB (而1.0 LSB 只是典型基准误差的猜测值)。  

显然、如果使用不同的基准解决方案、也可以计算实际精度。  获得比上述示例更准确的东西是可能的、但很快就会变得非常昂贵。  

现在、为了校准偏移误差、所有这些器件都有一个到 VREFLO 的内部连接(无需外部通道)。  在 F2803x 数据表中、我们指定了具有一次性偏移校准的+/-20LSB。  为了获得更好的性能、我们可以定期校准：

过程：定期对内部 VREFLO 连接采样。  使用这些样本相应地调整 ADC 偏移调整寄存器。  调整硬件调整寄存器将直接调整 ADC 样本、因此无需额外的软件后处理。

限制：通道间失调电压变化将限制我们能够实现完美失调电压修整的程度。  在 F2803x 上、通道间偏移被指定为+/-4 LSB。

要求：

• 您可以使用内部连接、因此无需外部引脚。  
• 您还需要配置其中一个 SOC 来定期对信号进行采样。  在 F2803x 上、如果您已经在使用所有16个 SOC、这可能是一个问题。  在内部 VREFLO 连接和外部引脚之间也无法自动(在 SOC 配置中)切换。  通过交换 ADC ISR 中的某些软件设置、然后触发更多样本、可以克服这些问题  

注意： 如果偏移误差为负、则 VREFLO 的 ADC 转换将读取为0、并且您不知道真正的偏移误差是-1还是-20。  如果您定期在线校准偏移误差、最简单的处理方法是向偏移误差+1而不是0进行修整。  如果偏移误差较大且为负、则连续几轮校准最终会将偏移误差驱动为+1。  然后、您可以接受额外的1 LSB 错误、也可以使用 CPU 对结果进行后处理。  ADC 范围将减小1 LSB。  

校准增益误差更涉及一点。  

程序：提供接近满量程范围的单个校准电压。 由于我们已经有一种校准偏移误差的内部方法、因此我们不需要进行2点增益修整。  实际上、使用更多的校准点将有助于平均化 INL 误差。  应定期对该校准电压进行采样。  然后、CPU 可以对 ADC 结果进行后处理、以消除增益误差。   

限制：  

对校准信号进行采样的误差来自以下几个来源：

• F2803x 上的通道间增益变化=>+/-4 LSB
• F2803x 上的 INL +/-4 LSB
• 校准源中的误差=>可能不会优于+/2.1 LSB
• 失调电压误差会产生复杂的影响、但通常会抵消...如果失调电压误差为正、校准电压读数为高电平、增益校准将抵消校准点(接近满量程范围)的失调电压误差。   

因此、对于校准电压的采样误差、我们可以做的最好的操作是 sqrt (4^2 + 4^2 + 2.1^2)= 6.0LSB

满量程范围上的误差根据校准的位置而增大。  因此、如果 FSR 为3.0V 且校准电压为2.5V、则总增益误差将为3.0V/2.5V * 6.0LSB = 7.2 LSB。

注意：由于上述原因、我们希望进行尽可能接近满量程的校准。  然而、满量程和校准电压之间需要有足够的空间来允许任何未经校准的漂移。  对于 F2803x、自然增益误差为40 LSB = 30mV @ 3.0V VREFHI。  

要求：  

• 外部通道对校准电压进行采样
• 您还需要配置其中一个 SOC 来定期对信号进行采样。
• CPU 必须通过 post-processing...no 调整所有 ADC 结果提供硬件方法来补偿增益误差。  
• 外部校准电压需要准确。  这可以通过两种方式实现：
  • 第二个精密电压 IC (请参阅下图)
    • 在这种情况下、驱动 ADC 引脚可能不需要运算放大器(只需在 ADC 引脚上直接使用大电容器)
    • 校准还将处理外部基准 IC 中的任何增益误差、以便在这种情况下 IC 可以是更便宜、更不精确的 IC (在 reason...it 中、取决于您在校准电压和满量程范围之间有多少空间)。  
  • VREFHI 基准 IC 的精密分压器(请参阅下面的第二个图)
  • 您肯定需要在单个封装中使用匹配的电阻器来获得良好的性能

现在、我们可以使用在线校准将 F2803x 的误差填回表中：

(1)执行定期重新校准

(2) ADC 增益校准中包含的误差

其他一些说明：

• 定期进行校准应考虑任何内部 ADC 温度系数。  
  • 校准应足够快、以处理系统中预期的热变化率。  通常、每秒重新校准几次应该足够快。
  • (您仍然需要考虑校准电压的外部温度系数)
•  该 ADC 的直流代码扩展约为4 LSB。  获取校准读数时、最好取许多点并求平均值。  我建议平均256点或更多点。
  • (对于每4倍过采样、您会获得1位 SNR、因此4^4 = 256个样本会产生大约4 LSB 的噪声*(0.5^4)= 0.25 LSB 的噪声。 64个采样平均值将为您提供大约0.5 LSB 的噪声。)   
• 在 ADC 输入上获得良好的趋稳非常重要、因为趋稳误差是随机的或来自之前样本的串扰。  这无法更正。  这也适用于您的校准输入、因此请确保这些校准输入上的趋稳远小于1 LSB。