[参考译文] ADS8863：动态特性问题

注：

MT-003  中×了一些内容、即"请注意、FFT 的理论本底噪声等于理论 SNR 加上 FFT 过程增益10 μ V log (M/2)、其中 M 是 FFT 大小。" 第1页。  这似乎可以解释为何数据表中的 SNR 远低于 SFDR。

假设这是正确的，一个反向问题是当我在工作台测试中测量 FFT 图时，就像 TI slau515a 中的图25一样 ，可以从该图中轻松地读取实际本底噪声，但我应该如何使用所有窗口计算实际 SNR 值？  

我仍然需要更多挖掘、以了解什么是 FFT 过程增益以及如何将其添加到 SNR。 也许是重新学习数字信号处理的

非常感谢有人能以较少数学的方式演示...非常感谢

您好！

我想您将 SNR 与 FFT 本底噪声值混淆。  FFT 由多个频率单元组成。  以 Hz 为单位的每个区间的宽度就是采样率(以 Hz 为单位)除以样本数。  频率区间宽度为 FS/N  如果您获取更多样本来计算 FFT 频谱、每个频率区间的宽度将会变小(fs 保持恒定、N 增加)。  由于总噪声现在分布在更多的频段上、因此单个频段中的噪声幅度将减小、但总噪声不会改变。  这就是所谓的 FFT 处理增益。

从 FFT 计算总 SNR 的方法与计算 THD 相同。  除了包含谐波和基波的频段外、您需要对所有频段的幅度进行 RSS 处理、并将该总数除以基波值。

关于问题1、除非最大杂散也是谐波、否则会将其包含在 SNR 计算中、这会强制 SNR 小于 SFDR 值。  如果最大杂散也是谐波、则会从 SNR 计算中排除它。  在这种情况下、如果杂散(谐波)足够大、则可以获得比 SFDR 更高的 SNR 值。

对于问题2、如果信号下降到相同频率、SFDR 是一个重要指标。  尽管本底噪声在大多数频率范围内都较低、但杂散会在该特定频率下增加额外误差、从而限制整体灵敏度。

如何从 FFT 计算 SINAD？  (我将此用作示例、因为它包含谐波 FFT 单元、但 SNR 的过程类似。)

假设我们获取8个样本、FFT 幅度以 dBc 为单位绘制、这意味着您的基波为0dBC。  此外、让我们假设基波落在 bin 3中。  然后、您可以按如下方式计算 SINAD：

Bn 是二进制数(在本例中为1至8)、幅度为 dBc。  (为负值)

SINAD (dBc)=10log[10^(B1/10)+10^(B2/10)+10^(B4/10)+10^(B5/10)+10^(B6/10)+10^(B7/10)+10^(B8/10)]

此致、
Keith Nicholas
精密 ADC 应用

谢谢，Keith，你的解释很清楚，很有帮助！

顺便说一下、如果您有时间、我还有另外两个问题要咨询。 谢谢！

 (3)我在 TI ADS8863 数据表中只定义了 SFDR，但是在 ADI  AD7982  中同时定义了 DR 和 SFDR (数据表 P3中的快照)，我是否可以询问它们之间的区别以及如何分别使用它们？  

(4)对于 ADC 采集系统， 为了评估 SNR，我们以前使用了这样的方法：  从时域的角度来看，我们将信号调节链和 ADC 视为一个整体， 并在除输入信号之外的所有相同设置下进行了两次测量。 在第一次测量中、我们将输入短接至 GND 并计算系统"噪声基"的 RMS 电压、RMS_n 在第二次测量中、我们使用正弦波输入信号并通过 ADC 输出 RMS_SIG 获取其 rms 电压值。  然后、只需将20*log (RMS_SIG/RMS_n)作为实际 SNR 结果、大约为74dB、数据表 SNR 规格为77dB。 看起来很近。

 与通常推荐的基于 FFT 的频域方法相比、您如何看待这种"时域"方法？ 我们希望听到您的见解。

再次感谢！

您好！

动态范围和 SFDR 是两种非常不同的测量。  SFDR 只是 FFT 图中最大的频率分量、不是直流分量或基波分量。

动态范围与 SNR 密切相关。  它的测量方法是短接输入、获取多个读数并计算 rms 噪声。  然后、该噪声被分为 ADC 的 RMS 满量程范围。 例如、如果将18b ADC 的输入短接并测量(以代码 LSB 为单位) 3LSBrms (或大约18LSB 峰间值)、则可以按如下方式计算 DR：

N=rms 噪声、以 LSB 为单位(或代码)

18b ADC 的 FSR 为(2^18/2)/(2^0.5)=92682

D. R. = 20*log (FSR/N)= 20*log (9262/3)= 89.8dB

测量 SNR 的方法将使您接近、但由于测量的满量程范围也包括噪声、因此会高估实际 SNR。   

此致、
Keith

您好、Keith、

报价： "您测量 SNR 的方式将使您接近、但它会高估实际 SNR、因为您测量的满量程范围也包括噪声。   "

我不确定我是否正确理解了您“高估实际 SNR”的原因。  您是否意味 着这种方法还包括输入信号的噪声和上游信号调节电路的噪声？

我同意、信号源和上游调节电路(如放大器)除了  ADC 器件的噪声之外、还会引入额外的噪声、因此我们将直接测量整个信号链的 SNR 链( 从最终用户的角度来看、这应该是最终目标) 、而不是 ADC 器件的 SNR。  

(a)如果我们将信号链简化为两个部分：放大器和 ADC (分别采用 DBS 的 SNR_AMP 和 SNR_ADC)，整个链 SRN_CHAIN=SNR_AMP + SNR_ADC 吗？  因此，您认为我们得到的 SNR 测量值“高估”大于实际 ADC SNR。

(B)另一个问题是，信号源应该很重要。 理想情况下，它需要一个高质量正弦波信号源发生器，该信号源具有出色的噪声、精度和 THD 规格，以最大程度地降低输入信号的噪声和失真影响。 但实际情况往往受到设备预算的限制。  请问您在实践中是如何处理这个问题的？

如果您能更详细地解释一下、请不胜感激。 谢谢！