[参考译文] DRV8303：DRV8303流过高和低侧FET的驱动

您好，Steve，

我们将进行调查，但这可能需要几天时间。

使用的寄存器设置是什么？
您的主板上使用了哪些FET？

FET：TI CSD1.854万Q5B
串联栅极电阻：10欧姆
PVDD：48V

控制1：0x0542
控制2：0x0000

栅极驱动峰值电流：0.25 A
PWM模式：6路输入
OCP模式：电流限制
OC调整：VDS 0.730 V
OC/TW模式：两者
并联增益10V/V
DC校准模式Ch1：加载
DC校准模式Ch2：加载
OC关闭时间模式：逐周期

您好，Steve，

感谢您提供更多信息。

GHZ信号的高dV/dt转换看起来是您在初始POST中观察到的瞬态的原因。 我会推荐两种可能的解决方案来尝试和缓解此问题：

1) 如果您的解决方案可能，通过增加栅极电阻值来降低GHZ MOSFET的切换速度。 这会将栅极电流限制为较小的值，并降低高端MOSFET的转换率。

2) 如果不能实现较慢的转换速率，在MOSFET的栅极上添加外部下拉电阻将有助于防止低侧栅极电压在高dV/dt转换期间上升。

您能否解释GHZ MOSFET的下降边缘高dV/dt转换如何在DRV8303的输出上产生正脉冲？

我们确实将栅极电阻从10欧姆增加到了20欧姆；但它没有任何影响。 我们担心的是，TI MOSFET中的热量会下降。 在45KHz PWM下，TI MOSET可安全处理的最大电阻是多少？

DRV8303的GLX输出的推荐下拉列表是什么？

TI，

您是否有更新，说明为什么DRV8303 (和DRV8301)会出现由于低侧门驱动输出的窄脉冲导致的不良反应？

您好，Steve，

很抱歉回复延迟，感谢您的耐心等待。

1) 您是否尝试在设计中增加DTC电阻值？ 我看到您说您已尝试增加停滞时间，此电阻值是否是您调整过的值？

2) 您是否尝试在低侧门上添加10k Ω 下拉电阻器？

3) 将高侧门电阻增加到40 - 50欧姆左右是否会降低测得的电压峰值？

Phil，

1) DTC电阻器(针脚3)是我增加的值。 随着时间的增加，流经尖峰的流量也随着时间的增加而移动。

2)我尝试将电阻器下拉至250欧姆，但没有影响。

3)我将栅极驱动提高到20欧姆，但没有影响。 我将尝试50，但由于PWM频率较高，如果它工作，这可能不是一个可接受的解决方案。

我们使用的电路与电池供电园艺和电动工具(TIDU708)应用手册中用于无刷电动机的1-kW/36-V功率级几乎相同(相同的驱动器，相同的FET)。 图26和27显示了这种通过峰值的流量。 我想知道这种行为的基本原因(驾驶员的电气状况)。

将栅极驱动峰值电流从0.25A增加到0.7A或1.7A会导致流经电流增加。

您好，Steve，

感谢您提供信息。

您是否能够使用差分探头进行这些测量？ 我很好奇我们所看到的电压是真实的还是可能是伪迹。

根据您的观点，GHZ引脚上的负偏移不应导致在GLX引脚上测量的正瞬态。 此外，SLX引脚(RSENSE)上测得的电压违反了我们的绝对最大额定值，因此如果SLX上测得的3V为真实值，则很可能会损坏我们的零件。

我现在前往我们的实验室，使用差分探针和正常的10：1探针重新创建此测量值，我将在获得结果后立即报告。

这是一个示波器(2GHz带宽)图像，它使用差分探测(3.5GHz带宽)跨R感应电阻器。

您好，Steve，

感谢您的范围捕获。 我还有其他几个请求：

1) 能否获得阶段A / GHA / GLA / RSENSE的范围捕获？ 您以前使用的500 ns时间刻度很好。
2) 您在什么虚拟机电压下执行此测试？
3) 此测试是否在连接电机的情况下完成？

1)以上范围捕获适用于相位B。相位A的图像相同。相位A和B之间是否存在差异？

2)正在使用48V。 我注意到将电压降低到24V确实降低了DRV8303的GL_X输出脉冲。

3)已连接电机。

您好，Steve，

抱歉，我指的是SHX电压。 如果可能，我希望查看SHX电压与GHZ和GLX电压。 它可以处于任何阶段。

1)我们上方的B阶段示波器图像。所有阶段的示波器图像相同。 阶段A是否应具有不同的行为？

2)我们使用48V的驱动系统。 当我们将此电压降低到24V时，来自8303的低侧门驱动脉冲降低。

3)是的，已连接电机。

迹线1：GH_B
跟踪2：sh_B
跟踪3：GL_B
迹线4：Rsense (7.1mohm)

电机已连接，在RS重新校准模式下设置了FOC软件以进行电机识别。 电机不旋转。 但是，当电机旋转时，这些峰值仍然存在。

您好，Steve，

我与我们的设计师讨论了在高侧门切换事件中如何在低侧门上实施我们的内部下拉电阻器。

在该器件上，内部下拉电阻器的强度不足以使GLX引脚保持在较低的位置，使GHx引脚处于旋转状态的速度不快。 CSD1.854万Q5B MOSFET具有低QGD，可使它们以最小栅电流快速转换。

在48V系统中，耦合到GLX线的瞬态足以轻微打开低侧FET，从而导致由RSENSE线上的大瞬态测量的短暂透射期。

我建议大幅降低GHx引脚上的转换速率。 目前，您似乎在10纳秒内就像在玩36伏的雪橇。 我建议增加串联栅极电阻值，直至达到约40 - 50 ns的转换速率。 这应显著降低耦合瞬态并停止在RSENSE上测量的射流。

在所需的45 kHz切换频率下，与PWM信号的22 us周期相比，50 ns的上升时间应可忽略不计。

Phil，

除了增加GHZ引脚的断路(增加栅极电阻器)之外，还需要增加停机时间。 正确吗？

使用DRV8303的DTC电阻器可以增加死时间，并且可以使用InstaSpin-FOC移动软件中的参数更改死时间。  InstaSpin-FOC移动软件是否需要控制死机时间？  InstaSpin-FOC移动软件如何添加死机时间是否重要？

您好，Steve，

您可能需要进行一些停顿时间调整，但当Vgs电压低于特定关闭阈值时，DRV8303将测量GHZ和GLX针脚上的电压。 一旦低于此阈值，死锁计时器将启动。 因此，您可能需要进行一些停滞时间调整，但不需要进行任何大幅增加。

我建议对软件进行更改，使调整过程更容易。

您是否可以使用CSD1.854万 FET为DRV8303建模？

增加高侧浇口电阻会增加下面圈出的区域中的斜率，但不会影响下降边缘，下降边缘会等待低侧在下降之前开始导电，并且浇口电阻不会影响此转换速率。

其次，具有更高的栅电阻，用于电机识别的RS重新校准模式中的FOC软件将以一种燃烧一组顶部和底部FET的方式驱动FET。 尽管DRV8303不允许这样做，但这种情况仍然存在。 InstaSpin软件如何使用DRV8303打开和缩短顶部和底部FET？

Steve ...您的所有测量和发现都反映了我在DRV8303上遇到的确切问题。 我甚至尝试减少GH和GL跟踪耦合以解决这一问题。 提高回转速率有助于在高侧打开，但是后续的过多DTC对于关闭不起作用。

我很失望，这条线在找到解决方案之前就停止了。

我正在使用2个CSD1.854万Q MOSFET。 使用100R系列栅极电阻器将高侧转换速率从10ns降低到50ns，这在减少低侧振铃问题方面有了显著改进。 但是，高压侧关闭时的直通开关已成为一个故障诱导问题。 我尝试了多种高和低栅极电流的组合。 不幸的问题是，需要慢速充电以防止低侧门从高dV/dt中纹波，但需要快速放电以防止射流通过。 DTC控制似乎未按预期工作。 否则，我无法确定(根据数据表内容)用于调查DTC触发条件的机制。

2.2k电阻器下拉对高侧或低侧安全门都没有明显的影响。
未发现4.7R系列引导电阻器对解决此问题有用。

在高侧门上使用100R系列电阻器似乎是克服低侧门纹波的稳定方法。 低压侧无法保持自身，即使在最高栅极电流设置或电阻器下拉时也是如此。 关闭时，高栅极电流会有所帮助，但随后的射门穿通会变得更糟。 DTC处于最大值或动态短路到0r，对射击条件没有任何影响。 将肖特基二极管与高侧门电阻器并联安装，以更快地为门放电是一个明显的改进，但仍然不能解决直射问题。

目前，我只能得出这样的结论：DTC不能用于阻止观察到的射门。 也许可以根据有关DTC机制的详细信息进一步检查此信息。 否则，设计似乎需要使用带数字停滞时间调整的6-PWM控制信号。 不幸的是，用于空间矢量调制输出的软件已经完成并得到验证。

如果您对DTC有任何反馈，我们将不胜感激！

我非常感谢您提供一些反馈。  很难使此DRV8303栅极驱动器按预期工作。  它不断导致投篮通过然后出错。  花了超过2天时间处理此问题，现在担心设计可能会出现倒退。

SL用弹簧夹的探针，用于感应电阻器接地。

我已开始测试不同的MOSFET，它们具有更高的门开启阈值。  CSD1.9532万Q5B。  我不想使用这些，因为它们具有更高的RDS (接通)。

我介绍的死机时间多少也无关紧要。  下面是一个在控制信号输入中使用死区的示例，1.5us仍然不能解决问题。

电动机换向故障以及所有由此产生的故障。

遗憾的是，TI停止了响应。 令人有点不安的是，在TI的一些参考设计中发现了这种现象(他们自己的应用说明显示了这种现象)，但他们认为这种现象并不重要，不需要解决或评论。 我希望他们可以使用他们的SPICE模型(我确信他们有用于芯片和晶体管的模型)来模拟这种情况并提供一些指导。 我们观察到的故障不会影响驱动系统的运行，但会产生不必要的EMI。 我们还注意到，停滞时间没有任何影响。
我模拟了(LTSPICE)输出拓扑(高和低侧FET，带有浮动高侧栅极驱动)，并看到类似的流过电流。 我只在他们的库中使用FET模型，所以我无法模拟TI晶体管。
原因似乎是浮动高压侧驱动器变为零(门到源)， 但高压侧FET电源上的电压仍然很高，在低压侧FET打开之前不会放电(这就是为什么停机时间不起作用的原因)。 一旦低压侧驱动电压达到足以打开低压侧FET的水平，高压侧FET中的电荷将被放电，从而导致峰值。
我们使用了LTSPICE库中的各种FET，并找到了一个(Infineon)有效的FET，在SPICE模型和实际电路板上都有效。 它具有较低的电容和较慢的上升和下降时间，并且(不幸的是)具有较高的电阻。 我认为降低/消除峰值的是较低的电容和较慢的上升/下降时间。 我们接受了较低EMI所需的加热惩罚。

谢谢Steve。  很好地获得您对问题的验证和结果。  感谢您的回复！  较慢的加热时间有所帮助，尽管我不愿意接受此应用中的热量，因为设计不适合它。  我看不到在低电压下控制高侧电源上的高dV/dt是可行的，但我可以看到您使用低电容FET的解决方案会有所帮助。

我在相关的直通电流导致OC故障时遇到了很多问题。  我可以通过感应电阻器看到它。  即使Oc_ADJ_SET设置为最大值，我也遇到了一些间歇性过电流故障。  必须禁用该功能-这并不理想。  由此产生的EMI可能有问题。

Dave，我喜欢你的想法。  我将尝试一些肖特基二极管。  也许还要考虑是否可以使用缓冲器。

你好，Eclipze

正如我在今年1月18日向Steve Riley所说的那样，这个问题可以通过为您的应用中选择的MOSFET正确调整栅电阻器的尺寸来解决。 栅极信号上的峰值是MOSFET快速旋转的伪影，正如我所说，通过选择不同的栅极电阻器和降低栅极转换速度，可以解决这一问题。 这与选择的DTC电阻值无关。

DRV8301/2/3器件都是我们的第一代BLDC栅极驱动器，仅提供三种不同的源/汇电流设置。 我们的新一代器件有更大的空间来调整器件将提供的源/汇闸电流，并在相对闸门开始以1/2桥接配置回转时，在一段时间内集成了2 A的强下拉电流。  这是为了防止此线程中描述的行为类型。

与DRV8303相当的新一代60V BLDC栅极驱动器是DRV8323S。 此设备的数据表可从以下位置获得：

www.ti.com/.../DRV8323

部件中的集成栅极驱动电流称为IDRIVE，我们有一个应用说明，概述了逆变器设计中的正确射门预防，以及我们设备的IDRIVE选择，如下所示：

www.ti.com/.../slva714a.pdf

感谢Phil的意见。   DRV8323S外观令人感兴趣，但作为预览部件，它不可供考虑。  不过，应用说明非常适合通读。  按照您的建议，使用较慢的栅极打开来重新访问测试，但这次使用二极管来帮助更强地关闭。

Phil，您好！

我一直在关注其他IDrive/TDrive零件的发布。  是否可以将其作为选择属性添加到您的网站上？  我认为它们是许多应用的潜在游戏改变器，特别是因为它们通常可以消除*many*离散电阻器和二极管，并提供基于SPI的调谐和优化。  他们值得你给他们所有的炒作！

此致，

戴夫

Dave，您好！

感谢您的反馈，这绝对是我们正在研究的解决方案，即我们如何在网站上最好地定位此技术。 感谢您关注我们的发布，因为我们在更多地方采用了此技术。