[参考译文] UCC2.878万：5V，10A设计采用UCC2.878万

您好Ankit：  

感谢您对UCC2.878万有源夹反向控制器的关注。  

GAN EVM和基于Si的EVM用户指南中的数据显示> 92 % 平均效率是在115Vrms的45 W设计下实现的，但输出电压是20V。  对于低电压，高电流输出(如您的要求)，实现92 % 将更加困难。 控制器本身不能提供任何特定的效率，但其操作有助于通过正确选择有源和无源部件来降低损失。  

有两种仿真模型，一种用于基于GAN的设计，另一种用于Si MOSFET设计。 这些是Simplis模型，不能在SIMetrix中使用。   
我们无法根据您的规格生成自定义模型。   
我建议 您从头到尾使用UCC2.878万 Excel设计计算器工具(www.ti.com/.../sluc664)，并确保每个用户条目都符合您的选择和选择。 多个参数取决于其他参数，因此，如果您先通过，然后进行了一些更改，并且忘记返回并调整  与更改的值相关的任何参数，这可能会导致不正确的行为。  一个例子是RDM电阻器，其值取决于其他3个电阻器，转比和磁化电感。  更改其中任何一个参数都需要重新计算Rrdm。  

此致，
Ulrich

您好Ankit：  

我对图中所示的TIDA-1.0047万 USB-PD设计有点困惑。  其参数不适用于单输出50W设计。

我认为，要明确一点，我认为，如果使用ACF电路(采用UCC2.878万)，在输入电压为115V有效值时，满负载为5V，10A，其效率可能会超过92 %。  这适用于单个固定输出电压，而不是可变输出USB-PD类型设计的子集。  

我的所有评论和建议都基于100~130V有效值输入(不是90V有效值，85V有效值？)的假设 和固定5V输出，最大10A。
请确认此假设。  

假设如此，UCC2.878万EVM-021就是要遵循的正确电路布置示例。  该变压器的回转比适用于固定20V输出。  用户指南中报告的比率的简单迭代会导致np=21：ns=4：na=3：nsa =2的实际旋转。  NSA绕组是SR控制器的次级辅助偏置。  这将导致反射电压为20V/4T *21T = 105V。   

对于5V输出，您需要大约21：1的回转比才能获得相同的反射电压。  现有的内核大小是一个小型RM8/ILP，可能可以"拉伸"以处理50W (11 % 功率吞吐量增加)，而不会增加主回转。  但是，如果损失增加得太多，您可能需要使用正常尺寸的RM8芯，以适应更多的主回转圈和更粗的导线。  (或者，适合 AE和ve的不同芯型)。

对于反射到主要AUX的5V输出，您需要~15V或3：1；  对于SR偏置，您需要大约10V或2：1。
这将导致Np：NS：Na：NSA的21：1：3：2转比。  单转辅助线很可能由多丝线组成。  初级绕组和次级绕组必须为Litz导线。   我不确定一转箔绕组是否可行。  2个辅助绕组可以是实心导线，但多股可实现更好的耦合。  

由于回转比变化和更高的电流，次级共振帽和输出帽需要增加值。  主MOSFET可能保持不变，或者您可能会选择更大的底部FET，因为电流较高。  顶部FET可以更小(较高RDS (接通)，因为钳电流较低，因此有助于降低总开关节点电容。  可以使用400V FET。

请使用Excel工具完成选择并为控制器得出适当的电阻。  

对于 SR模拟，我建议下载UCC2.4612万-2 SR控制器型号( https://www.ti.com/lit/zip/slum597 )。  在130Vrms最大输入时，次级反射电压约为9V，因此30或40V MOSFET可以使用大量余量，用于泄漏电感峰值。  
根据电流平方比，20V的16mR 2.25 变为16 *(FET/10)^2 = 0.81mR，以保持相同的传导损耗。   
CSD1.851万Q5B ( https://www.ti.com/lit/gpn/csd1.851万q5b )是TI的40V 0.96mR FET。  
CSD1.757万Q5B ( https://www.ti.com/lit/gpn/csd1.757万q5b )是TI的30V 0.92mR FET。
CSD1.657万Q5B ( https://www.ti.com/lit/gpn/csd1.657万q5b )是25-V 0.82mR FET，但可能没有足够的电压容差。  
如有必要，可能需要并联两个较小的FET (较高-R)，以进一步降低R。  

或者，可重新定义SIMPLIS模型(肖特基势垒二极管)中的"SBD"部分，使其具有~1.2mR正向电阻(部分考虑随温度升高的RDS(on)值)和0.1mV正向电压，仅在参数框中有一个数字。 其输出电容应增加，以匹配要使用的MOSFET，因为此电容包括在总开关节点电容中。   

输入EMI滤波器，整流器和散热盖可能需要修改以适应更高的功率。   
需要多次设计迭代才能优化所有内容。

此致，

Ulrich

您好Ankit：  

对您提供的计算器文件的本地副本进行更正后，建议RDM = 85.5kR，RTZ = 437.7kR。

最接近的标准1 % 值分别为86.6kR和432kR。  

我们正在努力尽快发布升级的工具。

此致，
Ulrich

您好Ankit：

根据提供的信息，我无法推断是什么导致仿真输出降至0伏。  16W是大约50W的30 % ，所以操作应该在较低的ABM计数中；比如说，我猜是每个脉冲2，3或4个脉冲。

输出电压为0V时，表示开关已停止，我们需要确定在该线路和负载条件下切换到停止的原因。 可能 是发生了任何导致停机的各种故障。  检查UCC2.878万的VDD是否降至UVLO阈值以下。  检查输出电压是否上升到OVP阈值，或者峰值初级电流是否超过OCP阈值。  

我不知道模拟中发生了什么，但我建议将负载水平设置为仍然有效的调节点(如17W？) 并检查每个具有保护阈值的信号的波形，以查看其在多大程度上接近触发该保护。   然后，小心地以小增量降低负载，同时监控与保护阈值相关的最可能的信号，以查看哪个信号可能会更接近。  
最终，您将到达发生停机的点 ，并且您可以确定导致停机的信号。  然后查明该信号为什么会达到保护级别，以及 它是预期行为还是意外行为。  然后你就可以弄清楚该怎么做了。
主要重点是通过使用排除过程来隔离导致停机的确切原因。

我不确定何时可以发布修订后的计算工具。  我将检查其状态。  

此致，
Ulrich     

您好Ankit：

感谢您提供更多信息。  我确定输出电压因过压保护而关闭，因为输出电压升至6V以上。  

从您描述的症状(在载荷> 50 % 时调节，当载荷变轻时电压升高)来看，我认为反馈回路正在进入某种夹紧操作。 更具体地说，我认为并联调节器在其最低电压下饱和，不能下降到更低的水平，因此它无法增加进入光耦合器的电流。 更高的FB电流将允许控制器将模式从AAM更改为ABM，并进一步适应更轻的负载。  如果FB电流不能增加，则控制器在该操作点“卡住”，即使输出负载正在降低。  因此，Vout别无选择，只能增加。  幸运的是，OVP功能检测到OV并关闭操作。

随着负载变轻，输出电压逐渐升高，并联调节器(如ATL431)通过降低阴极电压来驱动光电二极管的反馈电流。  光电二极管电流由从Vout通过"Rbias1"建立到光电二极管阳极的电压导出。  由于二极管的阴极连接到分流器的阴极，当分流器电压下降时，二极管电压下降也会随之而来，这会增加Rbias1上的V降。

如果分流电压"底部伸出"(不能进一步降低)，则通过Rbias1的电流不能进一步增加，因此反馈回路在该操作点卡住。  如果您采用具有20 V输出的参考设计并将其修改为产生5 V输出，但忘记为5 V电平适当调整Rbias1和Rbias2的值，则可能会出现这种情况。  根据其连接方式，Rbias2可能需要也可能不需要更改值。  但在任何情况下，当从20V更改为5V输出时，都需要降低Rbias1。

通过20V输出，分流器的阴极 电压范围可接近20V，降至2V，因此Rbias1的值相对较高。  在5V输出的情况下，分流器的阴极 电压只能在5V至2V之间(实际上从6V起，这是OV的原因)，因此Rbias1 必须具有相对 较低的值才能生成相同范围的反馈控制 电流。  模拟中的其他因素也可能与限制电流有关，例如如何对光电二极管降进行建模以及 在工作点使用什么CTR值。  

我认为 如果您对Rbias1使用大约1K，此关机问题将会消失。  您应该能够模拟到"空载" 条件。  

此致，
Ulrich

您好，Ankit，   

在收到并运行您的模拟文件(从原始UCC2.878万 SIMPLIS文件修改)后，我发现两个主要问题：输出电压盖的初始条件仍然是20V， 而VS引脚电阻分压器将VS信号设置得太接近4.5V (典型值)的过压阈值。   
当电压回路从饱和状态恢复时，更改Cout IC=5V可消除短脉冲之间的长时间死机时间。
将Rvs2值减少~10 % 会提高OVP阈值，因此在环路稳定时切换不会停止。  

我还查看了您提供的Excel计算器工具，并进行了一些我认为更适合您的应用程序的更改。   
特别是，您对50 % 负载步进的0.2V偏差响应要求指向大的输出。  从您的电子邮件：
"由于负载变化要求从100 % 到50 % (而不是0 % 到100 %)，因此我的C02计划是使用 ... 150uf x 5 (总计= 750uF，有效ESR =~3 mohm)。'  
我认为750uF可能不足以支持0.2V的输出电压最大偏差。  

数据表方程(38)对 大多数常见条件有效。  Excel工具公式也考虑了ESR下降，但专门针对100 % 加载步骤，并将为您的应用程序高估Cout值。  此外，您对"...从100 % 到50 % ..."载荷变化的评论表明，降压方向比升压载荷变化更重要。  我想让您验证哪些更重要，哪些同等重要，哪些不太重要，以适应您的应用程序。  这些信息将有助于为您的设计提供策略信息。   

在大多数TL431 +光耦合器反馈环路中，光耦合器响应是环路响应中的"瓶颈"，通常在关闭时较慢。  当系统从轻负载变为重负载时，TL431会切断光电二极管电流，但在存储期间，当基础电子与孔重新组合时，输出晶体管仍会导电，最终收集器电流降至零。   这意味着，在FB电流降低到控制器命令足够的输出电流以停止和反转Vout中的电流之前，Cout将保持Vout。   
相反，当系统从重负载变为轻负载时，FB电流很小，TL431会迅速增加光耦合器电流。 由于 没有等待的存储时间， 因此此方向比另一方向快得多，控制可以更快地切断输出电源。  因此，对于等量级但相反极性负载步长，输出过冲通常低于输出下冲。   

假设(且必须验证或驳斥此假设)从10A到5A负载是更重要的瞬态方向，通过ESR的5A电流变化会反映200mV允许瞬态的~15mV， 当反馈回路切断电源传输时，为Cout留出185mV以进行吸收。  根据我的经验，典型的回路响应时间在卸载方向大约为100us，因此输出应>5A*100us/.185V = 2700uF。   
这种假设的一部分是卸载步骤是立即的，而不是渐进的。   

假设的另一部分是，另一种方法(50 % 负载到100 % 负载)不太重要；要么允许大于0.2V的下垂，要么 5-A步骤的di/dt足够慢，可以避免深度下垂。  如果不是这种情况，则必须重新评估Cout，其值可能高于2700uF。   
请检查负载变化的di/dt (向上和向下)，以验证或修改Cout计算以满足您的0.2V瞬态技术指标，或重新评估0.2V目标。  

电子邮件中的另一个项目： "现在，对于反馈TL431，我将参考Excel表，但我看到Cdiif和CInt电容器值比TIDA-1.0047万 (也适用于5V设计)和UCC2.878万-021评估套件原理图更大，我不知道原因，但如果您有任何想法，请给出建议。"  

在这两种设计中，输出电流都较低，输出电压较高，并且都使用ATL431以帮助最小化空载待机输入功率。  使用 UCC2.878万时，Cdiff用于绕过用于 ABM控制的Rbias1周围的纹波电压。   对于您的设计，Cdiff要 高得多 ，因为Rbias1要低得多，因为TL431需要比ATL431更高的偏置电流，而您的输出电压更低。     
CInt较高，因为使用TL431时Rvo1较低，以最小化TL431 Iref偏压电流对Vout设置的影响。  

Cdiff和CInt通常会因设计而异， 但是，与TIDA和EVM设计相比，它们的值在您的设计中要高得多的主要原因是它们相互作用的电阻值要低得多，这是因为调节所涉及的TL431电流较高。  
另一个要测试的假设是，空载备用电源不是设计的重要考虑因素。  
如果这确实很重要，也许可以考虑使用ATL431电脑控制器。  

此致，
Ulrich