我希望 能够在 TPS40210和 TPS40211器件中使用与 PMP6263类似的电路。 我知道需要对反馈\补偿无源组件进行更改才能使其正常工作、但我找不到任何关于如何为 PMP6263设计开发这些值的参考。 我知道此设计是 围绕 TPS40210内部的700mV 基准进行的 、我还想获取无源组件值、这将允许我使用260mV 基准器件 TPS40211。 感谢你的帮助。
该工具以及文档并未真正指定不同电压基准所需的任何补偿变化。 实际上、文档中的这个图似乎表示任何参考电平应该起作用、因为光耦是通过内部放大器偏置的？
问题的核心在于、目前我们有一个使用 TPS40210的已知工作设计。 我们从电路板上移除器件并放入 TPS40211器件、但我没有进行切换、但我确实从内部 LDO (VBP)获取电压。 对于 TPS40211、除了我在这里应该考虑的基准电平之外、还有其他一些注意事项吗？
下面是我根据以下部件和系统要求进行的计算：
T = 750313102
D = SBR40U300CTB
Q = BSC123N08NS3
OPTO = TCMT1107
Natan、
现在可以听到输出电压正在调节的声音。 我不认为光耦合器到 GND 的分辨率值(1K)不应影响增益。
在您的设计中、有一个频率为~15KHz 的 RHPZ、因此您应该将转换器 BW 的预期设置为该最大值的~1/5 您无法获得接近 RHPZ 的稳定 PS。 我会说尝试获得1K-4kHz 带宽、相位裕度大于45度。 RHPZ 频率在最大负载和 Vin 最小时最低、因此请务必在此处进行检查。
在您发布的补偿数据中、我注意到 Rp/Rd 比率在0.032时非常低。 通常、这应尽可能接近1。 假设您可以将其增加到0.32、我附加了一组可能的补偿值。 ~30Hz 处的功率级极点现在与补偿网络(Rcomp 和 Ccomp)的零点对齐。 这对增加~1.5KHz 时的相位裕度(黄色)有很大影响。 这里的 PM 约为60度、这很好。
我只想澄清 一下 PMP6263中 Rp/Rd 比率指的是 R27/R16吗？
如果是这样、我正在计算 PMP7132中的原始值、该值为 Rp/Rd 使用1k 和30.9k 电阻器、请参阅上一帖子中的附件以了解原理图。 我将使该比率根据 PMP6263设置为1。 到目前为止、集成您建议的更改后、加载和卸载测试似乎很好。 以下是我当前对您输入的原理图迭代：
Natan、
RP/Rd 为 R26 /(R18+R15)、位于光耦的任一侧(请参阅随附的)。 因此、R26确实会影响整个环路增益的增益、但不会影响我之前提到的 TPS4021x 内部 E/A (R17和 R24)的传递函数。
很抱歉、但要使其更加复杂、但 R26和 C25会形成额外的极点(假设 R28 = 0、如 PMP6263中所示)、或 R28非零时的极点-零组合。 下面显示的比较器网络中未包含这些内容、但仍需加以考虑。 R28-C25的解释会变得相当复杂、但简而言之、在使用 Opto 网络时需要进行说明-"使用 Optto (带内部环路)隔离的 II 类"。 遗憾的是、我不知道有什么参考资料可供参考、但下面的链接可能会有所帮助。 C25 - R28 - R26的"目标"是降低内部环路的增益。 由于 R18/R15直接连接到 Vout、因此这是嵌套内部环路。 使用 PMP6263的"齐纳"方法、可以消除内部环路、而无需 R28。 因此、在为 TL431选择补偿值时、齐纳方法可以显著简化补偿。
https://www.eetimes.com/power-tips-compensating-isolated-power-supplies/
如果您想使用 PMP7132的30.9K 和1K 值(Rp/Rd = 0.032)、这是很好的、因为该设计具有很好的稳定性。 一般来说、我经常看到这个比率要小得多、但在本例中、它是有效的。 只需更改 Rcomp 和 Ccomp (来自我之前的帖子)、即可使 BW 处于1KHz 范围内。 请记住、PMP6263使用"隔离式光耦合器/齐纳二极管"补偿网络、而 PMP7132使用"隔离式带内部环路"补偿网络、这就是 Rp/Rd 比率如此不同的原因。 当使用低电压钳位(齐纳)电压时，Rd 值可能会低得多(以及 Rp/Rd 比)。
John、
为了将所有这些综合起来、我想确保我有了正确的答案：
开始使用类似于 PMP7132的设计
-将误差放大器的增益从3增加到10
-将 CHF/Ccom/Rcomp 更改为1k 优化值
那么、您对该原理图中最终得到的值感到满意吗？
