[参考译文] TPS546C23：其他问题

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Other Parts Discussed in Thread: TPS546C23, TPS546C23EVM1-746, TPS54623, TPS548A29, TPS22810, TPS25982, TPS24751, TPS546D24A

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https://e2e.ti.com/support/power-management-group/power-management/f/power-management-forum/961992/tps546c23-miscellaneous-questions

器件型号：TPS546C23
主题中讨论的其他器件： 、TPS548A29、 TPS22810、 TPS25982、 TPS24751、 TPS546D24A

您好！

我正在设计一个可将12V 转换为1.8V、最大电流为35A 的稳压器板、并考虑将 TPS546C23用作稳压器之一。在浏览 IC 和 EVM 数据表时、我不清楚以下内容：

1) 1)在图20-22数据表中给出的 SOA 曲线中、"自然对流"是什么意思？这是否与使用的"无风扇和无散热器"相同？我计划使用该稳压器实现2V 最大输出电压和 fsw = 500kHz。如果我的最大 Ta = 50C、该稳压器在不影响器件可靠性和过热的情况下可以支持的最大电流是多少？我不打算使用风扇或散热器、也不希望 TJ 超过125C。

2) 2)在"TPS546C23EVM1-746"用户指南中、图9和图10中显示的0A 和35A 负载电流的输出电压纹波根本没有变化。为什么是这样？我一直认为纹波是负载电流的函数。

我将在下周发布更多问题。请您同时回答上述问题吗？

谢谢、

Noman

4 年多前

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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您好！

Peter 将对此进行研究、并很快向您提供反馈。

谢谢、

Lishuang

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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[PJM]是的、"自然混淆"意味着没有散热器、现在强制通风。它没有被正确地称为"无气流"、因为在自由空气中电路板的加热会产生其自身的对流气流、因此气流被称为"自然对流"、而不是"强制"。

数据表中最接近工作条件的参考曲线是12V 至1V @ 500kHz。由于 FET 占空比从8%高侧/92%低侧变为16%高侧/84%低侧、TPS546C23中的功耗在12V 至1V 至12V 至2V 之间变化不大、但会略有增加。通过计算高侧和低侧 FET 的平均 Rdson 增加时间、可以看出增加了约12%。虽然其他损耗不会以类似的方式增加、但我们可以使用功率损耗增加12%的上限进行比较。

图22显示、TPS546C23在70C 环境温度下(从环境温度上升到 FET 结温的55°C)可支持35A、而功率增加12%、当最高环境温度(125 - 63)= 62C 时、该值将增加到61.6 (约为62°)。

对于12V 输入、2V 输出@ 500kHz、TPS546C23将能够在高达62C 的环境温度下支持35A 的完整额定电流。

[PJM]在降压转换器中、输出纹波主要是电感纹波电流峰峰值、输出电容、ESR 和寄生电感的函数。 TPS546C23可作为完全同步转换器运行、低侧 FET 可在1-D 的完整"关断"时间内运行。这会在轻负载电流甚至负负载电流时强制电感器中的电流为负。由于转换器完全同步且频率固定、因此在满载电流下输出纹波保持不变。

(当转换器从输出端放电能量时、会出现负负载电流、原因是负载释放后输出电容器充电过大、或者某些外部电路强制能量进入输出端。)

一些转换器将以断续传导模式(DCM)运行、当电感器电流达到零时、关闭低侧 FET。当转换器以 DCM 模式运行时、输出纹波将随负载电流而变化、但其变化方式取决于器件对 DCM 运行模式的响应方式。标准电压和电流模式固定频率转换器具有更短的导通时间来保持恒定频率、这将减少轻负载下的纹波、但不会对效率产生重大影响。包含导通时间(COT)转换器(如 TI 的 D-CAPx 和 DCS 控制)将保持导通时间并延长 DCM 运行模式的关断时间、降低开关频率以降低功率损耗并提高轻负载效率、但这也会增加输出端的纹波电压。

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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尊敬的 Peter：

非常感谢您的详细、清晰的回答。附件是我要设计的稳压器的规格。我正在设计两个稳压器、一个用于 VDD1P8电源、另一个用于 VDDPA 电源。我打算对这两种模式都使用500kHz 开关频率。您能否建议 VDDPA 稳压器的输入电容器、输出电容器、输出电感器以及反馈和频率补偿网络组件值？

谢谢、

Noman

e2e.ti.com/.../Jupiter2_5F00_Regulator_5F00_Specs_5F00_vendors.xlsx

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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尊敬的 Peter：

我使用 WEBENCH 工具计算初始设计值、并对所附报告第4页的 Vout p-p 图感到困惑。我在"设计输入要求"中指定了0.25%的纹波。因此、0.25%的 Vout = 2V 应为5mVpp。但是、该图显示纹波大约为43mVpp。它似乎是一个整个数量级的关闭。您知道原因吗？这是错误吗？

e2e.ti.com/.../WBDesign1_5F00_2p5_5F00_transient_5F00_0p25_5F00_ripple.pdf

谢谢、

Noman

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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Noman Paracha.

看起来、Webench 设计具有一个"定制"输出电容器、ESR 为5m Ω。根据设计和所选的电感器、使用 ESR 为5m Ω 的单个输出电容器、是的、输出纹波将约为42mV、因此从该角度来看、它将生成正确的结果。

我需要了解的是、为何选择 ESR 为5m Ω 的定制输出电容器、我们选择的是不带电解电容器的陶瓷输出电容器。

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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尊敬的 Peter：

是的、我也看到了这一点。我尝试更改了值、但工具不允许我这样做。您能否根据我的规格建议输入和输出电容器以及输出电感器值？我的布板空间有限、想确定我是否可以在其中安装该解决方案。因此、尺寸是目前最大的问题。

谢谢、

Noman

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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Noman Paracha.

对于所有陶瓷电容器的2V 输出、您的最小电路板尺寸可能为1206 100uF 陶瓷电容器、ESR 约为2m Ω。每个电阻器都将为您提供大约5.1m Ω 的500kHz 阻抗。使用现有的400nH 电感器、此设计显示的纹波电流高达8.8A pk-pk、这需要10 1206 100uF 陶瓷电容器。

对于18A 负载阶跃上小于2.5%(50mV)的瞬态规格、具有400nH 电感的1000uF 陶瓷电容看起来会短路、过冲至少为64mV、但 XLS 规格显示允许的瞬态高达200mV。

如果您希望在纹波小于5mV 的情况下将瞬态保持在小于50mV 的水平、我建议使用具有至少14个6.3V X5R 或更好100uF 陶瓷电容器的400nH 电感器。如果您愿意让瞬态变得更高、略高的电感器可以将电容减小到10倍以下100uF。

对于 Cin、我认为 Webench 设计中推荐的5个22uF 陶瓷电容器没有问题。输入纹波电流接近15Arms、因此我不建议使用少于5个输入电容器来共享输入纹波电流。这会使输入纹波略高于100mV、因此我不会看到有太多空间减小这些电容器的电容值。

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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尊敬的 Peter：

非常感谢您的超快响应。我真的很感谢。

了解您对输出电感器和输出电容器的评论。

关于输入电容、我将放置5个22uF 电容器、但我可以移除2个15uF 钽电容器、对吧？此外、推荐的22uF 电容器的尺寸太大。我正在考虑使用尺寸更小的0805 Murata 电容器[随附数据表]。我计算出输入均方根电流为13.5A、在5个电容之间进行分压后得出为2.7A。此外、我还计算了所需的最大 ESR 为10.2m Ω、以确保12V 输入电源上的纹波为5%。在500kHz 时，0805电容的 ESR 为2.5m Ω。因此、其中的5倍将提供等效 ESR 或0.5m Ω。我的计算是否有意义？同时附上我的计算电子表格作为参考。

现在我们已经讨论了尺寸问题、您还能为此稳压器推荐频率补偿和输出电压设置组件值吗？ WEBENCH 推荐了一些值、但考虑到 Cout 值的问题、我不知道是否应该信任这些值。

谢谢、

Noman

e2e.ti.com/.../GRM21BR61E226ME44_5F00_EC_5F00_22uF_5F00_0805.pdf

e2e.ti.com/.../TPS546C23_5F00_calculations.xlsx

0 admin 4 年多前

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Noman Paracha.

TPS546C23严格要求不需要2x 15uF 钽电容器、但可能有助于将 VIN 上的动态负载从其他电源去耦、或将12V 电源轨上的配电压降解耦、具体取决于您的系统要求。

如果您使用铁氧体磁珠或输入电感器隔离转换器、通常建议在开关转换器的电感和陶瓷输入电容之间包含一些更高的 ESR"大容量"电容、以抑制低损耗、低 DCR 电感器和低损耗的高 Q 谐振、低 ESR 电容器。

对于陶瓷输入电容、是的、您的计算似乎是正确的。仔细检查0805陶瓷电容器的 IRMS 额定值、但它们可能每个电容器都支持超过2.7Arms 的纹波电流。

对于补偿设计、我将提供一个 Excel 工作表、帮助设计反馈电阻器和补偿值。这些工具默认为"R1"(DIFFO 至 FB)电阻为10千欧、但可通过更改"R1"缩放至其他值

该工具允许您输入2种不同类型的电容器、而它称为电解电容器和陶瓷电容器、例如、如果您并联使用100uF 和47uF 电容器、则可以轻松地将它们调整为高陶瓷电容器和低陶瓷电容器。

默认建议可能会将所有陶瓷输出的补偿零点设置得稍高一些、从而在 L-C 谐振之前产生非常低的相位、因为这些公式是在大多数开关降压稳压器使用更高的 ESR 电解电容器来实现更小的 L-C 谐振时开发的。获得初始设计后、如果存在问题、我可以通过降低零之一并在 L-C 谐振之前提高补偿增益来帮助您改善补偿。

在您填写完要使用的 L 和 CS 后、与我分享、我们将审核薪酬。

e2e.ti.com/.../TPS40KType-III-Loop-Stability-kVenable_5F00_tps546c23.xls

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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尊敬的 Peter：

我有几个关于开关稳压器电路设计的一般性问题：

(1) TI 数据表中提供的用于计算输入电容、输出电容和输出电感的设计过程和公式给出了标称值。我必须根据直流偏置、温度、容差等对所选元件降额、并确保降额后的总值等于标称值。例如、如果我通过公式计算出输出电容为1000uF、并且我选择1206尺寸100uF 的电容器、该电容器具有30%的直流偏置降额、那么我将需要这些电容器中的14个、因为每个电容器在我的工作电压下具有70uF 的有效电容。是这样吗？

(2)我的电路板上有两个开关稳压器、我打算在不同的开关频率下运行它们、一个在500kHz 下运行、另一个在600kHz 下运行。这应该是可以的。我在这里的主要顾虑是两个频率相互跳动、并产生互模产品、这会在 RFIC 的输出端产生不良的杂散。

(3)由于 PCB 的方向和尺寸不同、我不会按照 TPS546C23数据表第88页的建议对电感器进行定向。请参阅随附的两个文件、一个来自数据表、另一个是我的 PCB 布局图。您能否评论一下、由于从 Cout 电容器到 IC PGND 引脚的接地电流路径更长、如何影响 PCB 中的 IC 性能？

谢谢、

Noman

0 admin 4 年多前

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Noman Paracha.

让我看看我是否回答您的问题

是的、设计公式和 Excel 工具将电容和 ESR 作为输入、因为它们不知道所用器件的降额因子是多少、所以通常会应用降额因子。我们的在线工具 Webench 确实应用了降额因子、某些工具也提供降额因子条目。

两个以不同频率运行的转换器将在其输入端产生拍频、并且可能在它们相互移入和移出相位时在接地层中产生拍频。功能拍频将处于其开关频率的差异。以500kHz 和600kHz 的频率运行一个将产生100kHz 的输入差。 TPS54623的电压前馈电路应在100kHz 时提供良好的电源抑制、以最大程度地降低对输出电压的影响。

或者、您也可以使用两个 TPS546C23器件的 SYNC 功能来同步两个 TPS546C23器件以在相同的开关频率下运行。这将防止拍频、因为它们将共享公共时钟。您还可以添加一个与一个同步输入串联的逆变器、以便它们以180度异相运行、通过强制它们在不同时间切换来减少输入端的交流纹波。

(3)由于 PCB 的方向和尺寸不同、我不会按照 TPS546C23 数据表第88页的建议对电感器进行定向。请参阅随附的两个文件、一个来自数据表、另一个是我的 PCB 布局图。您能否评论一下、由于从 Cout 电容器到 IC PGND 引脚的接地电流路径更长、如何影响 PCB 中的 IC 性能？

您的电路板是否使用内部接地平面将 PGND 电流返回顶层初级电流路径下的 TPS546C23？如果确实如此、则此配置将是正常的、并且实际上非常常见。确保 VOUT 多边形中的任何过孔间距足够远、以便内部接地层上的接地铜在过孔之间流动、并在每个 VOUT 至 GND 电容器的端子附近包含过孔。如果设计规则允许、在电容器下方以及 Vout 和 GND 端子之间穿孔有助于降低电感。

对于没有接地平面的单层和双层设计、我们需要仔细查看每个开关电源环路。

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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尊敬的 Peter：

关于您之前的评论、

"如果您使用铁氧体磁珠或输入电感隔离转换器、通常建议在开关转换器的电感和陶瓷输入电容之间加入一些更高的 ESR"大容量"电容、以抑制低损耗、低 DCR 电感和低损耗的高 Q 谐振、低 ESR 电容器。"

我的板上有两个稳压器、一个 TPS546C23和一个 TPS548A29、共用一个公共12V 输入。我没有考虑过隔离这两者、即输入侧没有电感器、铁氧体磁珠或高 ESR 大容量电容器。现在、两个稳压器为我的 RFIC 中的两个独立电源供电。射频信号将是5G NR TDD 类型的信号、它将打开和关闭 RFIC 的 TX 和 RX 电路、即负载将动态变化、TPS546C23上的电流最高可达18A、TPS548A29上的电流最高可达7.5A。我是否需要在输入端放置铁氧体磁珠、输入电感器和/或高 ESR 大容量电容器？另外、请帮助我理解为什么需要隔离两个稳压器。

谢谢、

Noman

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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Noman、

不需要、您无需使用电感器/铁氧体磁珠。我提到这是因为设计人员通常使用这种技术来最大限度地降低拍频的影响、但这并不是必需的。降压转换器具有高不连续输入电流、在高侧 FET 导通期间从输入获取最大输出电流、然后在关断期间不消耗输入电流。铁氧体磁珠或输入电感可防止开关频率电流在输入电源电压上传播、并可能产生拍频、因为两个转换器同时从输入端定期消耗其最大输出电流。

TPS548A29使用 TI 的 D-CAP3恒定导通时间补偿、这是一种脉冲频率调制形式、无法与 TPS54623的电压模式控制同步、因此分离开关频率是正确的方法。 TPS546C23和 TPS548A29都具有非常有效的输入电压前馈电路、因此其输入端的拍频不应反映在其输出端。

对于其输出、电感器之后的输出纹波电流的良好旁路将有助于将开关频率噪声保持在最小值、因此 RFIC 接地上的拍频不会成为问题。如果您可以重复在电路板顶部和底部绘制的电容器布局、并且空间过孔足够宽、使内部接地层能够在过孔之间流动、则旁路的高频阻抗应较低、以获得良好的射频性能。

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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尊敬的 Peter：

非常感谢您的所有帮助和支持。我想知道我是否可以向您发送原理图、供您查看并提供反馈。您可以在我可以发送的位置分享您的电子邮件吗？

谢谢、

Noman

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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Noman Paracha.

如果您单击我的姓名、Peter James Miller 您可以通过邮件向我发送您的电子邮件地址、我可以向您发送原理图审阅检查清单。

我将休假至2021年1月4日、但我可以确保您在出发前收到了审核清单、我可能会与您当地的 TI 销售人员联系以获得更多支持。

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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尊敬的 Peter：

在这里的主题中、您能否详细说明选项2？我想将 TPS546C23的启动电压设置为1.8V、这意味着我的 VOUT_SCALE_LOOP 比率将为0.333。启动后、我希望能够通过发出 PMBus 命令将 VOUT 编程为任何高达2.2V 的值。可以这样做吗？执行此操作的最佳方法是什么？

谢谢、

Noman

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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Noman Paracha.

TPS546C23基准的可编程范围为0.35V 至1.65V。通过从 DIFFO 到 FB 的2：1分频器(VOUT_SCALE_LOOP = 0.333)、输出电压可在(1+RFB.Rbias) x 0.35V 到(1+RFB/Rbias) x 1.65V 之间调节、范围为1.05V 至4.95V

如果您需要能够对低于1.05V 的输出电压进行编程、我们需要考虑进行一些预编程、以便最初将基准电压设置为高于0.6V。

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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尊敬的 Peter：

我认为 VOUT_SCALE_LOOP 只能编程为三个值、而0.333不是其中之一。在这种情况下、如何对输出电压进行编程？我的理解是、在本例中、我必须使用 VREF_TRIM 命令更改 Vref、但我不清楚这是如何工作的、因为 VREF_TRIM 的标称 VFB 为0.6V、范围为-64x1.953mV 至+63x1.953mV。这意味着我只能将 Vref 从0.475V 更改为0.725Vm、这意味着我的可编程 Vout 范围为1.425V 至2.175V。但是、我需要能够达到2.2V 的输出电压。您能对此进行澄清吗？

谢谢、

Noman

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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Noman Paracha.

是的、VOUT_SCALE_LOOP 只能编程为值1.0、0.5和0.25

且 Vout = VOUT_COMMAND x VOUT_SCALE_LOOP x (1 + RFB / Rbias)

因此、当 VOUT_SCALE_LOOP x (1 + RFB / Rbias)= 1时、Vout = VOUT_COMMAND

但是、可以使用 VOUT_COMMAND 设置 Vref、因此当 VOUT_SCALE_LOOP 不等于1 /(1+RFB./Rbias)时、Vout 只需将 VOUT_COMMAND 的 LSB 值从1x 2^-9V/LSB 更改为(1+RFB/Rbias) x 2^-9V/LSB

只要您的系统能够根据3 x 2^-9V/LSB 的 LSB 重量计算所需的 VOUT_COMMAND 值、您就可以使用 VOUT_COMMAND 在1.05V - 4.95V 之间调节 VOUT。

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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好的。我认为现在有道理。如果我错了、请纠正我的问题、但下面是我需要做的事情：

1) 1)将 VOUT_SCALE_LOOP 设置为1。这意味着数据表表表1中给出的允许 VOUT_COMMAND 范围为179至845。

2) 2) Vout 等于 VOUT_COMMAND x (1+RFB/Rbias) x 1.953mV/LSB。

3) 3)在1)中给出 VOUT_COMMAND 范围的情况下、我的 Vout 范围以1.953mV 的步长变为1.05V 至4.95V。

上述声音是否正确？

此致、

Noman

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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Noman Paracha.

所有这些都是正确的、有1个小错误。

VOUT_SCALE_LOOP = 1且 RFB/RBIAS = 2时

1) 1) VOUT_COMMAND 的可编程范围为179d (00B3h)至845D (034Dh)

2)输出电压的可编程范围为179 *(1+20k/10k)* 2^-9V = 1.0488V 至845 *(1+20k/10k)* 2^-9V = 4.9512V

3) 3)输出电压的可编程分辨率为(1+20k/10k)* 2^-9 = 5.859mV 步长

Vref 的步长为1.953mV (2^-9V)、因此当 VfB/Vref = 2时、输出电压的步长为基准电压步长的3倍。

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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尊敬的 Peter：

我不确定我的应用中是否需要负载开关。我在12V 输入轨上的总输入电容为47uF (TPS548A29)+ 140uF (TPS546C23)= 187uF。我的直流连接器的额定电流为10A、但其中一个内层12V PCB 走线只能处理高达3A 的电流。因此、将最大浪涌电流限制设置为2A、上升时间应为：

dt =(C_tot *输入电压)/I_INRUSH =(187uF x 12V)/2A = 1.122ms

我计划使用的交流/直流壁式适配器(随附数据表)的启动时间为3秒(最大值)。您认为我是否仍然需要负载开关？如果我这么做、您能帮我选择合适的负载开关吗？对于12V 输入、TI 网站仅为我展示了一种负载开关(TPS22810)选项、其最大电流限制为3A、这对于 TPS546C23稳压器而言太低、因为我希望其最大输入电流高达7A。我是否正确地解决了此问题？

谢谢、

Noman

0 admin 4 年多前

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Noman、

您在上面的分析似乎是为了依靠墙上适配器的软启动来提供所需的输入压摆率控制。如果用户在将墙上适配器插入墙壁插座之前始终将墙上适配器连接到电路板上、则该方法将起作用。如果用户先将墙上适配器插入墙上、则在输出连接到187uF 输入电容之前、墙式适配器的软启动已完成。此时、浪涌电流的唯一限制是串联阻抗和壁式适配器的电流限制。根据如何实现壁式适配器的输出电流限制、浪涌电流可能会显著超过壁式适配器的输出电流限制、并可能损坏内部3A 走线。

我建议至少考虑使用电子保险丝(具有集成式功率 FET 的热插拔控制器)来控制适配器的浪涌电流并提供输入电流限制。

TPS25982 (15A)或 TPS24751 (12A)看起来是不错的备选器件。

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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尊敬的 Peter：

PCB 空间是我电路板上的一个非常关键的问题。因此、我正在寻找尽可能小的解决方案。我已经从另一家供应商那里找到了负载开关 IC 解决方案、但它需要3.3V VCC 电源。能否将 BP3电源从 TPS546C23连接到此负载开关？它仅消耗400uA (最大值)电流。

谢谢、

Noman

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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尊敬的 Peter：

很抱歉、我希望星期一来封装这个电路板、现在选择负载开关非常关键。您能否告诉我是否可以使用稳压器的 BP3电源为我的负载开关提供 VCC 电源？数据表不建议这样做、但我希望这只是一个电流限制问题、即该引脚无法提供大量电流。在本例中、我只需要大约0.5毫安。请提供建议。

谢谢、

Noman

0 admin 4 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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Noman Paracha.

由于存在电流限制和可能的噪声注入问题、TPS546C23不鼓励用户将 BP3稳压器连接到外部负载。但是、在这种情况下、这不是唯一的问题。

作为控制器的负载开关通过3.3V LDO 为电路板提供12V 输入、该 LDO 由负载开关作为控制器的12V 输入供电、这会导致电源定序冲突。在 TPS546C23通电之前、3.3V 电源 BP3不会加电、但在负载开关接收3.3V 电压之前、无法启用为 TPS546C23供电的12V 电源。

如果您无法进行负载开关、可能需要一个电阻器和几个功率 FET？

添加一个与12V 主电源串联的10 Ω 电阻器、以限制浪涌电流。

在10欧姆电阻器上添加一个 P 沟道 FET、拉电流至12V 电源连接器、并漏电至电路板上的12V 网络。

通过偏置电阻器将 P 沟道 FET 的栅极连接到 N 沟道 FET 的漏极、并将其连接到插孔侧12V 电源。

现在、在电路板上的12V 网络上放置一个电阻分压器、以便在电路板具有12V 电压时上拉 N 沟道栅极。在 N 沟道 FET 的栅极上添加一个小电容器有助于控制 P 沟道旁路 FET 导通的延迟。

当有人连接12V 插孔时、它最初会通过10欧姆电阻为187uF 的电容充电。当 N 沟道 FET 导通时、它将下拉 P 沟道 FET 的栅极、绕过10欧姆电阻并允许电路板正常运行。

0 admin 4 年多前

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好的、谢谢。这是一个很好的建议。

我有一个不同的不相关问题=>稳压器的12V 输入端可以存在多少稳态纹波和导通/关断瞬态尖峰？我想在来自直流插孔的12V 输入端使用电阻分压器来生成3.3V 电源、并将其连接到负载开关 VCC 引脚。但是、我不确定12V 线路上可能存在多少纹波或尖峰、以及它是否会超出负载开关的 Vin 和 Vcc 引脚上的建议工作范围。为供您参考、我随附了我计划使用的负载开关数据表。

谢谢、

Noman

e2e.ti.com/.../NCP45520_2D00_D.PDF

0 admin 4 年多前

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你好、Norman、

Peter 将在下周初向您提供反馈。

0 admin 4 年多前

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Noman Paracha.

您可以根据开关转换器的输入与输出电压比、开关频率和输入电容来计算输入电压上的逐周期纹波。

降压转换器在每个开关周期的 VOUT/(VIN * fsw)导通时间内消耗等于满负载电流的输入电流。例如、以500kHz 频率运行并提供10A 负载电流的12V 至1.2V 转换器将在非常连续的情况下消耗200ns 的10A 负载电流脉冲。这将从输入电容器消耗2uC 的电荷、而近似的纹波电流将为2uC/Cin

尤其是对于壁式转换器和直流电源插孔的线缆而言、更大的问题是线缆上的压降、以及现成的直流电源在动态负载变化时的动态性能、必须由本地旁路电容器提供、直至为直流插孔供电的电源能够调节至动态负载电流。在上述示例中、10A 输入电流仅消耗约1.1A、但可能需要在电源适配器调节其输出之前提供几毫秒的负载电流。

如果电源提供转换器的带宽，我们可以估计12V 电压将下降的程度。

鉴于该负载开关上可能的输入电压范围很宽- 3.0 - 5.5V、如果将标称电压设置为4.25V、则过冲和下冲的裕度将约为30%。

0 admin 3 年多前

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尊敬的 Peter：

感谢您在过去几周内提供的所有帮助。上周五我用胶带封了我的板、目前正在进行制造。我有一个简单的问题是顶层与底层的输出电容器数量。如您所知、稳压器和大多数相关电路都位于顶层。目前、TPS546C23稳压器的一半输出电容器(7个电容器)位于顶层、其余一半位于底层。如果我再将几个电容器从顶层移动到底层、会不会有问题。这意味着大多数电容器将位于底层。这是可以接受的吗？它是否会以任何方式影响性能？请参阅随附的图片、了解电路板的当前布局。将所附图片中圈出的电容器移至底层的原因是、我想在电路板上放置一个更大的直流连接器、它所需的空间将比当前的电容器大。请提供建议。

谢谢、

Noman

0 admin 3 年多前

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Noman Paracha.

由于可用于在电路板顶部和底部之间移动高频电流的 Vout 和 GND 过孔数量、这种情况应该很好。它可能会略微增加输出节点的寄生电感、但我怀疑它会很重要。

0 admin 3 年多前

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尊敬的 Peter：

上周、我从装配室收到了我的电路板。两个稳压器都达到了正确的电压、但我看到 TPS546C23的感测线路存在问题。问题是、如果我将检测线路连接到直流负载、则 TPS546C23稳压器会在发生以下情况时关闭(或者您可以说进入了一个奇怪的状态)：

1) 1)如果直流负载设置为2A 或更低、则稳压器会正常导通。但是、如果我将其设置为3A 或更高电流、它会在输入电压和直流负载导通时立即关断。当我说关断时、我是说 DMM 上的输入和输出电压读数为零伏。

2) 2)如果我将直流负载电流设置为2A 并打开稳压器(如#1中所述)、然后增大电流、则稳压器也会在特定点后关闭。这个"特定"点是随机的。从18A 到28A、我在任何地方都看到过它。例如、如果我从2A 开始以1A 的阶跃增加直流负载电流、稳压器将在18A 或23A 或28A 等条件下关断。

在上述两种情况下、无论直流负载设置为什么、电源上的电流读数都为800mA 至900mA、输入和输出电压读数都接近零伏。如果我保持直流负载开启并对电路板进行下电上电、则它会保持这种奇怪的状态。如果我关闭直流负载、然后对电路板进行下电上电、则稳压器可以再次开启、前提是直流负载设置为2A 或更低。

相比之下、如果我断开感测线路与直流负载的连接、则不会发生上述情况。我可以在直流负载上的任何启动电流下打开稳压器、并可以将其带到任何负载电流(已达到35A、这是我的设计 Imax)。

您是否知道这里发生了什么？感应线路是否会拾取噪声？或者稳压器内部发生了什么跳闸？当稳压器正常工作以及进入此奇怪的关断状态时、我确实探测了感测线路(请参阅随附的)。如果有的话、还可以附加电路板原理图。如果您希望我检查具体事项、请告诉我、以便我们可以尝试解决此问题。

谢谢、

Noman

Vsense RIPPLE_REG_ON_LOAD=0A

Vsense RIPPLE_REG_ON_LOAD=20A

Vsense、纹波、reg、奇怪的、关断状态

e2e.ti.com/.../3441.PCB_2D00_10043_2D00_V1_2D00_SCH_5F00_REV1.PDF

原理图

0 admin 3 年多前

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尊敬的 Peter：

谢谢、

Noman

Vsense RIPPLE_REG_ON_LOAD=0A

Vsense RIPPLE_REG_ON_LOAD=20A

Vsense、纹波、reg、奇怪的、关断状态

e2e.ti.com/.../3716.PCB_2D00_10043_2D00_V1_2D00_SCH_5F00_REV1.PDF

原理图

0 admin 3 年多前

TI__Guru**** 1826070 points

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Noman Paracha.

您是否将 TPS546C23控制电源的遥感输入连接到电子负载的遥感输入？

典型电子负载上的感测端子不是用于驱动遥感连接的输出、而是用于在连接负载的电线产生任何寄生压降之前更好地感测由电子负载负载负载负载所载电路的输入。将两个输入连接在一起将对 TPS546C23转换器和电子负载的环路稳定性产生负面影响。转换器遥感和 e-load 遥感都需要连接到低阻抗输出、如 TPS546C23电路的输出。

以下是几个选项：

1) 1)将电子负载的遥感端子连接到 TPS546C23电路的遥感端子。然后、在将这两条遥感线路连接到 TPS546C23电路的输出端之前、应先将其连接到电子负载

这将保持连接线的电阻和电感远离 TPS546C23调节环路、同时将 E-LOAD 遥感连接到转换器板的输出端。这通常表示转换器在实际应用中的工作方式、该应用中的寄生电感不像连接到 E-Load 的几条绞合线那样大。

它没有很好地演示 TPS546C23的遥感功能。

2) 2)将电子负载的遥感端子和 TPS566C23电路的遥感端子连接到 TPS546C23电路的输入端子。

这将通过将转换器的输出电压调整得更高以抵消连接线上的压降来演示遥感功能。

连接线增加的电感位于控制环路内、可能会影响稳定性。

3) 3)选择沿着连接线的中间位置以连接遥感输入以限制环路中的电感、同时仍演示依赖于负载的偏移(压降)补偿、从而提高本地输出电压以在检测点保持恒定电压。

0 admin 3 年多前

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尊敬的 Peter：

我可以通过将所附图片中的两个圈出的50欧姆电阻器替换为0欧姆电阻器来解决 Vsense 问题。我相信这会将 Vout 直接连接到 TPS546C23的感应输入和 e-load、从而解决问题、正如您在前一个答复中的#1所建议的那样。

我在不同负载电流下测量了 TPS546C23的稳定性(波特图)、并附上了结果。我担心两件事：

增益裕度和相位裕度较低。数据表建议相位裕度大于45度、而我在20秒内测量。如何在不影响其他性能领域的情况下提高稳定性？
我使用您提供的电子表格计算出的穿越频率为~50kHz、而我是在80年代测量。这是正常的吗？

我确实调整了不同频率下注入信号的振幅、以确保环路不会过大或欠驱动。示波器设置如下所示。此外、我还为波特图连接使用了一个16.7欧姆电阻器。

谢谢、

Noman

Vout=1.8V_Load=0A

Vout=1.8V_Load=20A

Freq sweep settings

频率扫描设置

谢谢、

Noman

0 admin 3 年多前

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尊敬的 Noman：

Peter 正在研究这个问题、并将很快向您提供反馈。

谢谢、

Lishuang

0 admin 3 年多前

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Noman Paracha.

关于您发送的波特图、我注意到以下几点：

1) 1)环路相位裕度在交叉处和正上方下降得非常快。这可能是由于高于预期的穿越频率接近转换器中的高频极点、也可能是由于到检测点的电源路径中存在额外的滞后。我想您看到的是、这是由于交叉频率高于预期。

2) 2)回路增益在高频下继续上升、在1MHz 以上增加、甚至在大约3MHz 下上升到单位增益以上。这表明与输出旁路电容串联的寄生电感很大。增加与输出电容串联的电阻和电感可能是带宽高于预期的原因。

您可以尝试以下操作：

1) 1)降低输出阻抗、通常通过布局改进来降低与输出电容器串联的寄生电感和电阻。

将多个接地过孔放置在靠近输出电容器接地端子的位置、以将接地电流快速移入低阻抗接地层

对于较大的封装电容器、请在电容器体下方移动接地过孔、以减小环路尺寸、从而减小电感

确保输出电容器和 TPS546C23的散热焊盘之间的过孔间隔足够远、以便接地层能够流动并连接过孔、从而使过孔不会在接地平面中产生"插槽"

2) 2)添加一些额外的更高频率输出电容、以将高频输出阻抗下拉。

3) 3)通过减小 FB 和 COMP 之间的电阻器值来减小环路增益、并将两个电容器的值从 FB 增加到 COMP 的反比、从而使 R x C 积保持不变。

例如、如果您将电阻器减小20%、则需要将电容器值增大25%(1/0.8 = 1.25) 、将使极点和零点保持在相同的频率、因此相位图保持不变、但减小环路增益。

当然、提高输出的高频阻抗也会提高转换器的一般性能、因此这些改进还会带来其他好处、但调整补偿网络以匹配您的现有功能通常更容易。

0 admin 3 年多前

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尊敬的 Peter：

感谢您的及时和详细响应。我有几个问题：

1) 1)我确实在输出电容器的主体下方和附近放置了大量接地过孔。请参阅下面的内容。您能识别出我没有看到的任何内容吗？

TPS546C23 output caps

2) 2)对于#2、我应该尝试什么 HF 电容值？在1-100nF 范围内有什么？

3) 3)这对我来说似乎是最可行的选择、因为正如您已经提到的、它不需要电路板旋转。您能详细说明一下这项工作是什么吗？当您说将两个电容器都更改1.25x 时、您是指下图中的 C44和 C45吗？

TPS546C23 HF pole

一如既往地感谢您的专业支持。我真的很感谢。

谢谢、

Noman

0 admin 3 年多前

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Noman Paracha.

1) 1)我不会立即看到有关该布局的任何问题、但最好查看正向电源路径和通过接地返回 TPS546C23的返回路径、以了解为何我们似乎将阻抗上升到1MHz 以上。

检查输出电容器和 TPS546C23散热焊盘之间接地层的槽铣、开孔或其他障碍物。

所有陶瓷输出电容器的值是否相同？它可能是该特定电容器的自谐振频率、当您并联添加其他电容器时、该频率实际上不会改变。如果是这种情况、可能有助于将几个电容器更改为较低的值、这通常具有较高的自谐振频率。 (请参阅下面的)

2) 2)在1MHz 时、可能甚至不需要小至100nF。 10uF、3.3V 和1uF 全部并联、将在宽带频率范围内提供 GOO 低阻抗。通常建议避免10：1的电容比、因为在两个电容之间存在阻抗峰值的情况下、宽间距电容值会产生电容间谐振。

3) 3)是的、这些是电容器。

降低 R25并增加 C44和 C45将降低 VOUT 和 COMP 之间的误差放大器增益、而不会移动补偿极点和零点频率。整个增益曲线将更低。如果将 C44和 C45增加1.5x 并将 R25减少1/3、则环路增益将降低3.5dB。这将增加相位和增益裕度。

从15k 到10k 的 R25

将 C44从1.5nF 更改为2.2nF

将 C45从47pF 更改为68pF

0 admin 3 年多前

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尊敬的 Peter：

通过将 R25降低1/2并使 C44和 C45加倍、我能够获得高于45度的相位裕度。因此、新值为：

R25 = 7.5k

C44 = 3.3nF

C45 = 100pF

这些值在我的设计中是否合理、即不会影响其他工作条件或区域的性能？

关于#2、我有点困惑、当你说并联10uF、3、3uF 和1uF 时。但紧接着、您不建议使用10：1电容比。您在这里有什么建议？

最后、您是否建议使用零欧姆电阻器替换两个49.9欧姆电阻器(R11和 R12)、以避免 IC 的遥感功能出现任何问题？正如我在上一篇文章中提到的、在中使用这两个电阻器时、每次我打开电流设置为大于2A 的直流负载或尝试将负载电流升高/降低几安培时、稳压器都会关闭。移除这些电阻器可以解决这些问题。

谢谢、

Noman

0 admin 3 年多前

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Noman Paracha.

增益减小和环路带宽减小将使输出电压在动态负载变化期间具有更大的偏离、但除了带宽减小之外、不应产生任何其他影响。 TPS546C23具有良好的高带宽电压前馈、因此减小的环路带宽不应影响电源抑制比。

关于#2、我告诫不要让间距电容器仅为10x 因子(10uF、1.0uF、0.1uF) 、并且不要在二者之间放置一个电容器值、即3.3uF 或4.7uF 和2.2uF。 10倍间距虽然很常见、但往往会引入这些电容间谐振。

与遥感串联的49.9 Ω 电阻器。我通常建议使用此类电阻器、而不是省略这些电阻器或将其设置为0 Ω。由于实验室工作台负载连接、您在连接负载的遥感时看到的故障可能与电源路径中的寄生电感有关、而与遥感路径中的50 Ω 电阻有关。

0 admin 3 年多前

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尊敬的 Peter：

非常感谢您迄今提供的所有帮助。我已完成稳压器板的评估、性能看起来不错。

现在、我在没有任何稳压器的电路板上看到了另一个问题。此板(称为插入器板)直接连接到电源、并将两个电压(VDD1P8和 VDDPA)传递到阵列板。它具有一个主直流连接器和一个独立的感测连接器、这些连接器以4线制配置连接到电源、如下所示。我看到两个电源上的高纹波是负载电流的函数。从某种意义上讲、我们已经在稳压器板上讨论过一个类似的问题、即长测试引线具有寄生电感、这会导致该纹波。下面显示了 VDDPA 电源的纹波图、作为低负载和高负载电流情况下的示例。我想问的是、如果我保持较长的测试引线、我是否可以在电路板上做一些可以减少纹波的事情？可能在电源上放置一些电容、或直接连接高电平力感应高电平、而低电平力感应插入器板上的低电平？只是寻找想法/建议。

我们非常感谢您的帮助。

谢谢、

Noman

0 admin 3 年多前

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Noman Paracha.

让我确保了解您对稳压器板、插入器板和阵列板的配置。

稳压器板生成 VDD1P8和 VDDPA、并将这些电压输出到连接器、同时调节来自独立感应连接器的输入。

稳压器板是否直接感测稳压器板上的输出电压？

稳压器板输出感应返回到 VOSNS/GOSNS 输出的阻抗是多少？

电阻器？电容器？什么价值观？

插入器板的电源路径(强制)和稳压器板的感应返回之间是否有任何连接？

电阻器？电容器？什么价值观？

阵列板在电源路径(强制)和插入器或稳压器板的感应返回之间是否有任何连接？

电阻器？电容器？什么价值？

TPS546D24A 将调节 VOSNS 输出电压感测点。由于稳压器板、插入器板和阵列板之间的电源路径中存在大量电感以及阵列板上的电容、因此开关节点/电感器的电源传输之间存在太长的延迟、阵列板上的感测输出电压、以使环路保持稳定。

为了稳定回路、我们需要 TPS546D24A 在高频时调节稳压器板上的输出电容器电压、在低频时调节阵列板上的遥感电压。为此、我们需要在电源输送 VDD1P8/VDDPA 和阵列板上各自的遥感连接器之间连接一些电阻、并在稳压器板上的本地输出电容器之间连接电容式感应。阵列板上 VDD1P8和 VDDPA 的动态调节性能如何。

根据您的波形、振荡看起来大约为6kHz。如果阵列板的感应电阻为10欧姆、则需要在稳压器板上提供3.3 uF 的电容反馈、以将稳压点移动到稳压器板6kHz。

如果您希望在阵列板安装插入器时调节插入器板输出端的输出电压、则可能还需要在插入器板上进行电阻连接。

0 admin 3 年多前

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尊敬的 Peter：

很抱歉造成混淆。我的设置中没有稳压器板。我直接从双输出台式电源转至插入器(或直通)板再转至阵列板。插入器板的唯一用途是从电源获取电压(VDDPA 和 VDD1P8均设置为1.8V)、并在没有任何调节的情况下将其传递到阵列板。唯一正在进行的调节是通过4线配置在电源上进行的。插入器板具有一个带有4个引脚(VDDPA、VDD1P8和2个接地引脚)的强制连接器和一个带有4个引脚的检测连接器(与强制连接器相同、但用于电源的2对感应线路)。每个电源的强制和感应线路连接到阵列板、并端接到内层的100pF 电容器中。因此、电容器基本上是负载点。明白了吗？

此致、

Noman

0 admin 3 年多前

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Noman Paracha.

好的、听起来它是与工作台实验室电源调节类似的问题。电缆和插入器板在力和调节环路不稳定感应之间增加了足够的延迟。

尝试将一个与遥感线路串联的100欧姆电阻器添加回工作台电源、并将330nF 从工作台电源的强制线路输出添加到工作台电源的遥感输入。这将使阵列板上的直流调节点保持不变、但工作台电源将针对频率高于6kHz 的情况调节其自身的输出。

0 admin 3 年多前

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尊敬的 Peter：

我理解正确、您建议将一个100欧姆串联电阻与返回台式电源的 SENSE 高压线对齐、并将330nF 电容从 Force HI (强制高电压)连接到转插板上的 SENSE HI (检测高电压)、如下图所示？我是否需要在力低和感应低之间放置任何东西？还想知道您是如何得出这些值的？

一如既往的感谢、

Noman

0 admin 3 年多前

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Noman Paracha.

1) 1)电容器需要连接到工作台电源的遥感输入和添加的遥感电阻之间的遥感线路。如果连接到电阻器的负载侧、则在低频时不会产生感应阻抗。

2) 2)您可以在插入器板上执行此操作、如图所示、但将电容器连接到遥感线路的4引脚连接器侧、而不是电阻器的2x10接头侧。或者、您可以在工作台电源的电源输出和遥感输入引脚上使用外部电阻器和电容器。

重点是使力输出的电容(高频下的低阻抗)反馈路径更靠近工作台电源、并使电阻路径(恒定阻抗)反馈路径从阵列板上的远程感测点。在电容反馈路径阻抗较高(低频)的频率下、工作台电源将调节电阻式感应点的直流电压、但在电容反馈路径具有较低阻抗的高频率下、环路将在靠近工作台电源输出的位置进行调节。

在大约6kHz 的穿越频率下、环路将对两个交流电压求平均值以进行调节。

电源管理（参考译文帖）

电源管理（参考译文帖）(Read Only)

[参考译文] TPS546C23：其他问题